眾所周知，由于采用了絕緣柵，功率MOSFET器件只需很小的驅(qū)動(dòng)功率，且開(kāi)關(guān)速度優(yōu)異?？梢哉f(shuō)具有“理想開(kāi)關(guān)”的特性。其主要缺點(diǎn)是開(kāi)態(tài)電阻(R_DS(on))和正溫度系數(shù)較高。本教程闡述了高壓N型溝道功率MOSFET的特性，并為器件選擇提供指導(dǎo)。最后，解釋了Microsemi公司Advanced Power Technology (ATP) MOSFET的數(shù)據(jù)表。

功率MOSFET結(jié)構(gòu) 

圖1為APT N型溝道功率MOSFET剖面圖(本文只討論N型溝道MOSFET)。在柵極和源極間加正壓，將從襯底抽取電子到柵極。如果柵源電壓等于或者高于閾值電壓，柵極下溝道區(qū)域?qū)⒎e累足夠多的電子從而產(chǎn)生N型反型層；在襯底形成導(dǎo)電溝道(MOSFET被增強(qiáng))。電子在溝道內(nèi)沿任意方向流動(dòng)。電子從源極流向漏極時(shí)，產(chǎn)生正向漏極電流。溝道關(guān)斷時(shí)，正向漏極電流被阻斷，襯底與漏極之間的反偏PN結(jié)維持漏源之間的電勢(shì)差。對(duì)于N型MOSFET，正向?qū)〞r(shí)，只有電子流，沒(méi)有少子。開(kāi)關(guān)速度僅受限于MOSFET內(nèi)寄生電容的充電和放電速率。因此，開(kāi)關(guān)速率可以很快，開(kāi)關(guān)損耗很低。開(kāi)關(guān)頻率很高時(shí)，這讓功率MOSFET具有很高的效率。

圖1：N型溝道MOSFET剖面圖。

開(kāi)態(tài)電阻 

開(kāi)態(tài)電阻R_DS(on)主要受溝道、JFET(積累層)、漂移區(qū)和寄生效應(yīng)(多層金屬，鍵和線和封裝)等因素的影響電壓超過(guò)150V時(shí)，R_DS(on)主要取決于漂移區(qū)電阻。

圖2：R_DS(on)與電流的關(guān)系。

高壓MOSFET中R_DS(on) 與電流的相關(guān)較弱。電流增大一倍R_DS(on)僅提高了6%，見(jiàn)圖2。

圖3：R_DS(on)與溫度的關(guān)系。

相反，溫度對(duì)R_DS(on)的影響很大。如圖3，溫度從25℃升高到125℃，開(kāi)態(tài)電阻提高近一倍。圖3中曲線的斜率反映了R_DS(on)的溫度系數(shù)，由于載流子僅為多子，該溫度系數(shù)永遠(yuǎn)為正。隨著溫度的升高，正溫度系數(shù)將使導(dǎo)通損耗按照I2R增大。

功率MOSFET并聯(lián)時(shí)，正的R_DS(on)溫度系數(shù)可以保證熱穩(wěn)定性，這是其很好的特性。然而，不能保證各分路的電流均勻。這一點(diǎn)容易被誤解。MOSFET易于并聯(lián)正是因?yàn)槠鋮?shù)的分布狹窄，特別是R_DS(on)。并且與正溫度系數(shù)相結(jié)合，可避免電流獨(dú)占。

如圖4，對(duì)于任何給定的芯片尺寸，隨著額定電壓的增大，R_DS(on)也會(huì)隨之增大。

圖4：歸一化后的R_DS(on)與V_(BR)DSS的關(guān)系。

對(duì)于功率MOS V型和功率MOS 7型MOSFET器件，通過(guò)對(duì)額定R_DS(on)與V_(BR)DSS的關(guān)系曲線進(jìn)行擬和，可發(fā)現(xiàn)R_DS(on)增量與V_(BR)DSS的平方成正比。這種非線性關(guān)系顯示了降低晶體管導(dǎo)通損耗的可能[2]。

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本征和寄生參數(shù) 

JFET寄生于MOSFET結(jié)構(gòu)中，見(jiàn)圖1。這對(duì)R_DS(on)影響很大，并且是MOSFET正常操作的一部分。

本征襯底二極管 

襯底和漏之間的PN結(jié)所形成的本征二極管稱為體二極管(見(jiàn)圖1)。由于襯底與源極短接，無(wú)法將反向漏極電流關(guān)斷，這樣體二極管構(gòu)成了很大的電流通路。當(dāng)反向漏極電流流過(guò)時(shí)，器件導(dǎo)通損耗降低，這是由于電子流過(guò)溝道，并且電子和少數(shù)載流子流過(guò)體二極管。

本征襯底二極管對(duì)于需要反向漏極電流(通常稱為自振蕩電流)通路的電路十分方便，例如：電橋電路。

對(duì)于這樣的電路，FREDFET的反向恢復(fù)特性通常都得到了改善。FREDFET是Advanced Power Technology所使用的商標(biāo)，用來(lái)區(qū)分那些采用了額外工藝步驟加快本征襯底二極管反向恢復(fù)特性的MOSFET。FREDFET中沒(méi)有使用分離的二極管；僅僅是MOSFET的本征襯底二極管。通過(guò)電子輻射(經(jīng)常使用的方法)或者摻雜鉑來(lái)控制襯底二極管中少數(shù)載流子的壽命，極大地降低了反向恢復(fù)充電和時(shí)間。

FREDFET中額外工藝帶來(lái)的負(fù)面影響是漏電流的增大，特別是高溫時(shí)。然而，考慮到MOSFET開(kāi)始工作時(shí)漏電流比較低，FREDFET帶來(lái)的漏電流在PN結(jié)溫度低于150℃時(shí)并不顯著。根據(jù)電子輻射劑量的不同，FREDFET的額定R_DS(on)可能比所對(duì)應(yīng)的MOSFET還要高。FREDFET的襯底二極管正向壓降也會(huì)稍微高于所對(duì)應(yīng)的MOSFET。對(duì)于柵極充電和開(kāi)關(guān)速度，兩種器件性能相同。下文中，如無(wú)特別說(shuō)明，MOSFET這個(gè)詞既可以代表MOSFET，也可以代表FREDFET。

與分立的快恢復(fù)二極管相比，無(wú)論是MOSFET還是FREDFET，其反向恢復(fù)性能都顯得很“笨重”。對(duì)在125℃工作的硬開(kāi)關(guān)而言，由于襯底二極管反向恢復(fù)電流造成的開(kāi)關(guān)損耗比分立快恢復(fù)二極管要高出5倍。造成這種狀況的原因有兩點(diǎn)：

1．對(duì)于MOSFET或FREDFET，體二極管的面積相同，但同樣功能的分立二極管面積小很多，這樣反向恢復(fù)充電效應(yīng)減小了很多。

2．對(duì)于MOSFET或FREDFET，體二極管并沒(méi)有像分立二極管那樣對(duì)反向恢復(fù)性能進(jìn)行優(yōu)化。與常規(guī)硅二極管相似，體二極管反向恢復(fù)充電效應(yīng)以及時(shí)間是溫度，電流隨時(shí)間的變化率(di/dt)和電流的函數(shù)。體二極管正向壓降，VSD，隨溫度的變化率為2.5 mV/℃。

寄生雙極晶體管 

MOSFET結(jié)構(gòu)中還寄生有NPN型雙極晶體管(BJT)，正常工作時(shí)并不會(huì)開(kāi)啟。但如果BJT開(kāi)啟并進(jìn)入飽和區(qū)，將產(chǎn)生閂鎖效應(yīng)，這時(shí)只有從外部關(guān)斷漏極電流才能關(guān)斷MOSFET。閂鎖效應(yīng)產(chǎn)生大量的熱會(huì)燒毀器件。

寄生BJT的基極與MOSFET源極短接用來(lái)防止閂鎖效應(yīng)，并且如果基極懸空，會(huì)極大的降低擊穿電壓(對(duì)同樣的R_DS(on) 來(lái)說(shuō))。理論上講，關(guān)斷時(shí)會(huì)產(chǎn)生極高的電壓變化率(dv/dt)，這是造成閂鎖效應(yīng)的主要原因。然而，對(duì)于現(xiàn)代常規(guī)功率MOSFET，電路很難產(chǎn)生如此之高的dv/dt。

如果體二極管導(dǎo)通后反向關(guān)斷，將產(chǎn)生極高的電壓變化率(dv/dt)，這可能會(huì)造成寄生BJT開(kāi)啟。高dv/dt會(huì)在器件體區(qū)產(chǎn)生高的少數(shù)載流子(正載流子或者空穴)電流密度，體電阻上所積累的電壓足以開(kāi)啟寄生BJT。這也是為什么器件會(huì)對(duì)整流(體二極管反向恢復(fù))dv/dt峰值作限制的原因。由于降低了少數(shù)載流子壽命，FREDFET器件整流dv/dt峰值要高于MOSFET器件。

開(kāi)關(guān)速度 

由于電容不受溫度的影響，因此開(kāi)關(guān)速度和開(kāi)關(guān)損耗也同樣不受溫度影響。然而，二極管反向恢復(fù)電流卻隨著溫度提高而增大，因此，溫度效應(yīng)會(huì)對(duì)大功率電路中的外部二極管(可以是分立二極管和MOSFET或者FREDFET體二極管)造成影響，從而影響開(kāi)關(guān)損耗。

閾值電壓 

閾值電壓，即VGS(th)，表示晶體管關(guān)斷時(shí)的電壓。該參數(shù)表示在閾值電壓下，漏極電流可以達(dá)到多少毫安培，因此，器件工作在開(kāi)與關(guān)的臨界狀態(tài)。閾值電壓具有負(fù)溫度系數(shù)，這意味著隨著溫度升高，閾值電壓將降低。負(fù)溫度系數(shù)會(huì)影響開(kāi)關(guān)延時(shí)時(shí)間，因此電橋電路對(duì)于死時(shí)間有要求。

圖5：傳輸特性。

a傳輸特性 

圖5為APT50M75B2LL MOSFET的傳輸特性。傳輸特性依賴于溫度和漏極電流。從中可以發(fā)現(xiàn)，100安培以下，柵-源電壓是負(fù)溫度系數(shù)(給定漏極電流，隨著溫度升高，柵-源電壓降低)。而在100安培以上，溫度系數(shù)為正。柵-源電壓溫度系數(shù)和漏極電流何時(shí)從負(fù)值變?yōu)檎祵?duì)于線性區(qū)操作十分重要。

擊穿電壓 

擊穿電壓具有正的溫度系數(shù)，我們將在后面的章節(jié)討論。

短路能力 

數(shù)據(jù)表中通常不會(huì)列出抗短路能力。這是因?yàn)槌Ｒ?guī)功率MOSFET的抗短路能力無(wú)法與工作于高電流密度下的IGBT或者其他器件相提并論。這樣，我們通常不認(rèn)為MOSFET和FREDFET具有抗短路的能力。

數(shù)據(jù)表瀏覽 

通常使用先進(jìn)探針技術(shù)(advanced probe technology，ATP)獲得的測(cè)試數(shù)據(jù)來(lái)選擇合適的器件并預(yù)測(cè)器件的性能。通過(guò)測(cè)試曲線，可以從一組工作狀態(tài)外推到另一組工作狀態(tài)。值得注意的是：測(cè)試曲線代表的是典型性能，而非最大或者最小的極端情況。測(cè)試得到的性能有時(shí)也或多或少的依賴于測(cè)試電路；采用不同的測(cè)試電路，得到的結(jié)果會(huì)有些許差別。

額定最大值

V_DSS ?C漏-源電壓 

在柵源短接，工作溫度為25℃時(shí)，漏-源額定電壓(V_DSS)是指漏-源未發(fā)生雪崩擊穿前所能施加的最大電壓。根據(jù)溫度的不同，實(shí)際雪崩擊穿電壓可能低于額定V_DSS。關(guān)于V_(BR)DSS的詳細(xì)描述請(qǐng)參見(jiàn)靜電學(xué)特性。

開(kāi)關(guān)速度 

由于電容不受溫度的影響，因此開(kāi)關(guān)速度和開(kāi)關(guān)損耗也同樣不受溫度影響。然而，二極管反向恢復(fù)電流卻隨著溫度提高而增大，因此，溫度效應(yīng)會(huì)對(duì)大功率電路中的外部二極管(可以是分立二極管和MOSFET或者FREDFET體二極管)造成影響，從而影響開(kāi)關(guān)損耗。

閾值電壓 

閾值電壓，即VGS(th)，表示晶體管關(guān)斷時(shí)的電壓。該參數(shù)表示在閾值電壓下，漏極電流可以達(dá)到多少毫安培，因此，器件工作在開(kāi)與關(guān)的臨界狀態(tài)。閾值電壓具有負(fù)溫度系數(shù)，這意味著隨著溫度升高，閾值電壓將降低。負(fù)溫度系數(shù)會(huì)影響開(kāi)關(guān)延時(shí)時(shí)間，因此電橋電路對(duì)于死時(shí)間有要求。

P_D -總功耗 

總功耗標(biāo)定了器件可以消散的最大功耗，可以表示為最大結(jié)溫和管殼溫度為25℃時(shí)熱阻的函數(shù)。

式4

線性降低因子與R_θJC的倒數(shù)成正比。

T_J, T_STG-工作溫度和存儲(chǔ)環(huán)境溫度的范圍 

這兩個(gè)參數(shù)標(biāo)定了器件工作和存儲(chǔ)環(huán)境所允許的結(jié)溫區(qū)間。設(shè)定這樣的溫度范圍是為了滿足器件最短工作壽命的要求。如果確保器件工作在這個(gè)溫度區(qū)間內(nèi)，將極大地延長(zhǎng)其工作壽命。

E_AS-單脈沖雪崩擊穿能量 

如果電壓過(guò)沖值(通常由于漏電流和雜散電感造成)未超過(guò)擊穿電壓，則器件不會(huì)發(fā)生雪崩擊穿，因此也就不需要消散雪崩擊穿的能力。雪崩擊穿能量標(biāo)定了器件可以容忍的瞬時(shí)過(guò)沖電壓的安全值，其依賴于雪崩擊穿需要消散的能量。

定義額定雪崩擊穿能量的器件通常也會(huì)定義額定E_AS。額定雪崩擊穿能量與額定UIS具有相似的意義。E_AS標(biāo)定了器件可以安全吸收反向雪崩擊穿能量的高低。

測(cè)試電路的條件在標(biāo)注中標(biāo)明，E_AS等于

式5

L是電感值，i_D為電感上流過(guò)的電流峰值，其會(huì)突然轉(zhuǎn)換為測(cè)量器件的漏極電流。電感上產(chǎn)生的電壓超過(guò)MOSFET擊穿電壓后，將導(dǎo)致雪崩擊穿。雪崩擊穿發(fā)生時(shí)，即使MOSFET處于關(guān)斷狀態(tài)，電感上的電流同樣會(huì)流過(guò)MOSFET器件。電感上所儲(chǔ)存的能量與雜散電感上存儲(chǔ)，由MOSFET消散的能量類似。

MOSFET并聯(lián)后，不同器件之間的擊穿電壓很難完全相同。通常情況是：某個(gè)器件率先發(fā)生雪崩擊穿，隨后所有的雪崩擊穿電流(能量)都從該器件流過(guò)。

E_AR -重復(fù)雪崩能量 

重復(fù)雪崩能量已經(jīng)成為“工業(yè)標(biāo)準(zhǔn)”，但是在沒(méi)有設(shè)定頻率，其它損耗以及冷卻量的情況下，該參數(shù)沒(méi)有任何意義。散熱(冷卻)狀況經(jīng)常制約著重復(fù)雪崩能量。對(duì)于雪崩擊穿所產(chǎn)生的能量高低也很難預(yù)測(cè)。

額定E_AR的真實(shí)意義在于標(biāo)定了器件所能承受的反復(fù)雪崩擊穿能量。該定義的前提條件是：不對(duì)頻率做任何限制，從而器件不會(huì)過(guò)熱，這對(duì)于任何可能發(fā)生雪崩擊穿的器件都是現(xiàn)實(shí)的。在驗(yàn)證器件設(shè)計(jì)的過(guò)程中，最好可以測(cè)量處于工作狀態(tài)的器件或者熱沉的溫度，來(lái)觀察MOSFET器件是否存在過(guò)熱情況，特別是對(duì)于可能發(fā)生雪崩擊穿的器件。

I_AR - 雪崩擊穿電流 

對(duì)于某些器件，雪崩擊穿過(guò)程中芯片上電流集邊的傾向要求對(duì)雪崩電流I_AR進(jìn)行限制。這樣，雪崩電流變成雪崩擊穿能量規(guī)格的“精細(xì)闡述”；其揭示了器件真正的能力。

靜態(tài)電特性 

V(BR)DSS：漏-源擊穿電壓 

V(BR)DSS（有時(shí)候叫做BVDSS）是指在特定的溫度和柵源短接情況下，流過(guò)漏極電流達(dá)到一個(gè)特定值時(shí)的漏源電壓。這種情況下的漏源電壓為雪崩擊穿電壓。

如圖8所示，V(BR)DSS是正溫度系數(shù)，溫度高時(shí)的MOSFET漏源擊穿電壓比溫度低時(shí)要大，實(shí)際上，溫度低時(shí)V(BR)DSS小于25℃時(shí)的漏源電壓的最大額定值。例如圖18，在-50℃, V(BR)DSS大約是25℃時(shí)最大漏源額定電壓的90%。

圖8. 歸一化后的雪崩擊穿電壓隨溫度的變化

VGS(th)：閾值電壓 

VGS(th)是指加的柵源電壓能使漏極開(kāi)始有電流或者關(guān)斷MOSFET時(shí)停止流過(guò)電流時(shí)的電壓，測(cè)試的條件（漏極電流，漏源電壓，結(jié)溫）也是有規(guī)格的。正常情況下，所有的MOS柵極器件的閾值電壓都會(huì)有所不同。因此，VGS(th)的變化范圍是規(guī)定好的。正如前面所討論過(guò)在溫度的影響下，VGS(th)是負(fù)溫度系數(shù)，這就意味著當(dāng)溫度上升時(shí)，MOSFET將會(huì)在比較低的柵源電壓下開(kāi)啟。

RDS(on)：導(dǎo)通電阻 

RDS(on)是指在特定的漏電流（通常為ID電流的一半）、柵源電壓和25℃的情況下測(cè)得的漏-源電阻，除非另有規(guī)定。

IDSS：零柵壓漏極電流 

IDSS是指在當(dāng)柵源電壓為零時(shí)，在特定的漏源電壓下的漏源之間泄漏電流。既然泄漏電流隨著溫度的增加而增大，IDSS在室溫和高溫下都有規(guī)定。漏電流造成的功耗可以用IDSS乘以漏源之間的電壓計(jì)算，通常這部分功耗可以忽略不計(jì)。

IGSS —柵源漏電流 

IGSS是指在特定的柵源電壓情況下流過(guò)柵極的漏電流

動(dòng)態(tài)特性 

從圖九可以看出功率管的寄生電容分布情況，電容的大小由功率管的結(jié)構(gòu)，材料和所加的電壓決定。這些電容和溫度無(wú)關(guān)，所以功率管的開(kāi)關(guān)速度對(duì)溫度不敏感（除閾值電壓受溫度影響產(chǎn)生的次生效應(yīng)外）

圖9. 功率管的電容分布圖

由于器件里的耗盡層受到了電壓影響，電容Cgs和Cgd隨著所加電壓的變化而變化。然而相對(duì)于Cgd，Cgs受電壓的影響非常小，Cgd受電壓影響程度是Cgs的100倍以上。

如圖10所示為一個(gè)從電路角度所看到的本征電容。受柵漏和柵源電容的影響，感應(yīng)到的dv/dt會(huì)導(dǎo)致功率管開(kāi)啟。

圖10. 功率管的本征電容

簡(jiǎn)單的說(shuō)，Cgd越小對(duì)由于dv/dt所導(dǎo)致的功率管開(kāi)啟的影響越少。同樣Cgs 和Cgd形成了電容分壓器，當(dāng)Cgs 與Cgd比值大到某個(gè)值的時(shí)候可以消除dv/dt所帶來(lái)的影響，閾值電壓乘以這個(gè)比值就是可以消除dv/dt所導(dǎo)致功率管開(kāi)啟的最佳因數(shù)，APT功率MOSFET在這方面領(lǐng)先這個(gè)行業(yè)。

Ciss ：輸入電容 

將漏源短接，用交流信號(hào)測(cè)得的柵極和源極之間的電容就是輸入電容。Ciss是由柵漏電容Cgd和柵源電容Cgs并聯(lián)而成，或者

Ciss = Cgs +Cgd

當(dāng)輸入電容充電致閾值電壓時(shí)器件才能開(kāi)啟，放電致一定值時(shí)器件才可以關(guān)斷。因此驅(qū)動(dòng)電路和Ciss對(duì)器件的開(kāi)啟和關(guān)斷延時(shí)有著直接的影響。

Coss ：輸出電容 

將柵源短接，用交流信號(hào)測(cè)得的漏極和源極之間的電容就是輸出電容。Coss是由漏源電容Cds和柵漏電容Cgd并聯(lián)而成，或者

Coss = Cds +?Cgd

對(duì)于軟開(kāi)關(guān)的應(yīng)用，Coss非常重要，因?yàn)樗赡芤痣娐返闹C振

Crss ：反向傳輸電容 

在源極接地的情況下，測(cè)得的漏極和柵極之間的電容為反向傳輸電容。反向傳輸電容等同于柵漏電容。

Cres =?Cgd

反向傳輸電容也常叫做米勒電容，對(duì)于開(kāi)關(guān)的上升和下降時(shí)間來(lái)說(shuō)是其中一個(gè)重要的參數(shù)，他還影響這關(guān)斷延時(shí)時(shí)間。

圖11是電容的典型值隨漏源電壓的變化曲線.

圖11. APT50M75B2LL的電容VS電壓曲線

電容隨著漏源電壓的增加而減小，尤其是輸出電容和反向傳輸電容。

Qgs, Qgd, 和 Qg ：柵電荷 

柵電荷值反應(yīng)存儲(chǔ)在端子間電容上的電荷，既然開(kāi)關(guān)的瞬間，電容上的電荷隨電壓的變化而變化，所以設(shè)計(jì)柵驅(qū)動(dòng)電路時(shí)經(jīng)常要考慮柵電荷的影響。

請(qǐng)看圖12，Qgs從0電荷開(kāi)始到第一個(gè)拐點(diǎn)處，Qgd是從第一個(gè)拐點(diǎn)到第二個(gè)拐點(diǎn)之間部分（也叫做“米勒”電荷），Qg是從0點(diǎn)到vGS等于一個(gè)特定的驅(qū)動(dòng)電壓的部分。

圖12. 柵源電壓和柵電荷的函數(shù)曲線

漏電流和漏源電壓的變化對(duì)柵電荷值影響比較小，而且柵電荷不隨溫度的變化。測(cè)試條件是規(guī)定好的。柵電荷的曲線圖體現(xiàn)在數(shù)據(jù)表中，包括固定漏電流和變化漏源電壓情況下所對(duì)應(yīng)的柵電荷變化曲線。在圖12中平臺(tái)電壓VGS(pl)隨著電流的增大增加的比較?。S著電流的降低也會(huì)降低）。平臺(tái)電壓也正比于閾值電壓，所以不同的閾值電壓將會(huì)產(chǎn)生不同的平臺(tái)電壓。

開(kāi)關(guān)電阻時(shí)間 

完全是因?yàn)闅v史原因，這個(gè)指標(biāo)才會(huì)包括在數(shù)據(jù)表中。

td(on) ：導(dǎo)通延時(shí)時(shí)間 

導(dǎo)通延時(shí)時(shí)間是從當(dāng)柵源電壓上升到10%柵驅(qū)動(dòng)電壓時(shí)到漏電流升到規(guī)定電流的10%時(shí)所經(jīng)歷的時(shí)間。

td(off) ：關(guān)斷延時(shí)時(shí)間 

關(guān)斷延時(shí)時(shí)間是從當(dāng)柵源電壓下降到90%柵驅(qū)動(dòng)電壓時(shí)到漏電流降至規(guī)定電流的90%時(shí)所經(jīng)歷的時(shí)間。這顯示電流傳輸?shù)截?fù)載之前所經(jīng)歷的延遲。

tr ：上升時(shí)間 

上升時(shí)間是漏極電流從10%上升到90%所經(jīng)歷的時(shí)間。

tf ：下降時(shí)間 

下降時(shí)間是漏極電流從90%下降到10%所經(jīng)歷的時(shí)間。

開(kāi)關(guān)感應(yīng)能量 

在現(xiàn)實(shí)的功率變換器中，由于開(kāi)關(guān)電阻數(shù)據(jù)難以反應(yīng)開(kāi)關(guān)能量，ATP很多的MOSFET和FREDFET包含了開(kāi)關(guān)感應(yīng)能量的數(shù)據(jù)。這樣對(duì)于電源設(shè)計(jì)人員來(lái)說(shuō)非常方便，他們可以直接對(duì)比MOSFET或FREDFET與另外晶體管，甚至是另一種技術(shù)的例如IGBT，或者大多數(shù)成功應(yīng)用的功率管在這方面性能。

圖13為開(kāi)關(guān)電感測(cè)試電路圖。是一種低占空比的脈沖測(cè)試，這樣可以在下一個(gè)周期來(lái)臨之前使電感的能量完全泄放，自身發(fā)熱也就可以被忽略。被測(cè)器件和嵌位二極管的溫度可以由溫度強(qiáng)制系統(tǒng)來(lái)調(diào)節(jié)。

圖13. 開(kāi)關(guān)電感損耗的測(cè)試電路

下面的測(cè)試條件在一個(gè)動(dòng)態(tài)特性表格中被定義：VDD如圖13，測(cè)試電流，柵驅(qū)動(dòng)電壓，柵電阻，還有結(jié)溫。注意的是門極電阻包括驅(qū)動(dòng)?xùn)艠OIC的阻抗。大部分原因是由于測(cè)試電路中二極管的存在，開(kāi)關(guān)時(shí)間和開(kāi)關(guān)能耗會(huì)隨溫度變化，所以在室溫和高溫的情況下分別進(jìn)行了數(shù)據(jù)測(cè)試，高溫測(cè)試時(shí)要將二極管和被測(cè)器件一起加熱。曲線圖也會(huì)提供開(kāi)關(guān)時(shí)間和開(kāi)關(guān)能耗與漏電流和門極電阻的關(guān)系曲線。延遲時(shí)間和電流上升下降時(shí)間與開(kāi)關(guān)電阻的定義一樣。

數(shù)據(jù)表中的實(shí)際開(kāi)關(guān)波形用于解釋被測(cè)參數(shù)的變化情況，圖14為導(dǎo)通時(shí)的波形及定義，由于實(shí)際應(yīng)用電壓和數(shù)據(jù)表中開(kāi)關(guān)能量的測(cè)試電壓之間的不同，開(kāi)關(guān)能量也會(huì)不同。例如，如果測(cè)試電壓為330伏，而應(yīng)用電壓為400伏，那么實(shí)際的開(kāi)關(guān)能量就是用數(shù)據(jù)表中的開(kāi)關(guān)能量值乘以400/330。

圖14. 導(dǎo)通波形及定義

開(kāi)關(guān)時(shí)間和能量與電路的其他器件和漏感有很大關(guān)系。二極管尤其對(duì)導(dǎo)通能量產(chǎn)生很多影響。串聯(lián)進(jìn)源極的漏感對(duì)開(kāi)關(guān)時(shí)間和能量有明顯的影響。因此在數(shù)據(jù)表中的開(kāi)關(guān)時(shí)間和開(kāi)關(guān)能量的值和曲線只是典型情況，這些曲線有可能與實(shí)際的電源電路或馬達(dá)驅(qū)動(dòng)電路的測(cè)試結(jié)果有所不同。

Eon ：存在二極管情況下的開(kāi)關(guān)導(dǎo)通能量 

Eon為嵌位電感導(dǎo)通能量包含被測(cè)器件整流二極管的反向恢復(fù)電流產(chǎn)生的導(dǎo)通損耗。注意的是FREDFET，在橋式開(kāi)關(guān)電路應(yīng)用中，由于體二極管的影響使其不能迅速關(guān)斷，所以這種情況下的導(dǎo)通能量是使用快速恢復(fù)二極管的的5倍，測(cè)試電路和圖13類似。

開(kāi)關(guān)導(dǎo)通能量是對(duì)漏電流和漏源電壓的積分，積分范圍是從漏電流上升到測(cè)試電流的5%或10%到電壓下降到測(cè)試電壓的5%區(qū)間。出于儀器分辨率的考慮，在不影響精度和可靠性前提下將積分區(qū)間設(shè)置在5%到10%的上升電流到5%的下降電壓之間，如圖14。

Eoff ：開(kāi)關(guān)關(guān)斷能量 

這是嵌位電感關(guān)斷能量，圖13為測(cè)試電路，圖15為關(guān)斷波形和定義。Eoff是對(duì)漏電流和漏源電壓的積分，積分范圍是從柵源電源降至90%到漏電流達(dá)到0這個(gè)區(qū)間。測(cè)試關(guān)斷能量的方法與JEDEC（全球半導(dǎo)體標(biāo)準(zhǔn)組織）的24-1號(hào)標(biāo)準(zhǔn)一致。

圖15. 關(guān)斷波形及定義

熱-機(jī)械特性 

RθJC：結(jié)到管殼的熱阻 

熱阻是從芯片的表面到器件外部之間的電阻，功率損失的結(jié)果是使器件自身產(chǎn)生熱量，熱阻就是要將芯片產(chǎn)生的熱量和功耗聯(lián)系起來(lái)。注意ATP的熱阻測(cè)試顯示管殼的塑料部分與金屬部分的溫度相同。

最大的RθJC值留有一定的裕度以應(yīng)對(duì)生產(chǎn)工藝的變化。由于制作工藝的提高，工業(yè)上趨向于減小最大R?JC和典型值之間的裕度。通常情況下這個(gè)裕度的值不會(huì)公布。

ZθJC ：結(jié)到管殼瞬態(tài)熱阻抗 

瞬態(tài)熱阻抗主要考慮的是器件的熱容，所以它可以用做評(píng)估由于瞬態(tài)功率損失所產(chǎn)生的當(dāng)前的溫度。

熱阻測(cè)試儀給被測(cè)器件提供不同占空比的脈沖，等待結(jié)溫在各脈沖之間穩(wěn)定下來(lái)。這種測(cè)試'單脈沖’瞬態(tài)熱阻抗響應(yīng)。用這種方法我們可以擬合出電阻-電容的模型。圖16為瞬態(tài)熱阻抗RC模型。其他一些數(shù)據(jù)表中電阻電容是以并聯(lián)的形式體現(xiàn)的，但這種表示方法是錯(cuò)誤的。在圖16中，這些電容被接地，器件的值沒(méi)有變化。在這個(gè)模型中，對(duì)于中間級(jí)節(jié)點(diǎn)沒(méi)有實(shí)際的物理意義。不同的電阻電容對(duì)主要是為了更好的與實(shí)際測(cè)量的熱阻數(shù)據(jù)相對(duì)應(yīng)。

圖16. 瞬態(tài)熱阻抗RC模型

為了用RC模型對(duì)溫度上升時(shí)進(jìn)行仿真，可以提供一個(gè)電流源，電流源的幅度就是MOSFET消耗的大小，于是就可以用PSPICE或其他電子仿真軟件隨意設(shè)置輸入消耗的功率大小。如圖16所示，通過(guò)調(diào)節(jié)ZEXT（由ZEXT調(diào)節(jié)到短路），就可以估算結(jié)-殼溫度上升情況。

數(shù)據(jù)表中的瞬態(tài)熱阻抗的'全家福曲線’是根據(jù)RC熱阻抗模型用簡(jiǎn)單的矩形脈沖仿真得到。圖17為所舉的一個(gè)例子。對(duì)于一個(gè)矩形功率脈沖，你可以用'全家福曲線’去估算溫度上升的峰值，這種方法在電源中非常常見(jiàn)。然而，由于最小脈沖寬度是10微秒，所以圖標(biāo)中只是開(kāi)關(guān)頻率小于100 kHz的情況。在更高的頻率可以簡(jiǎn)單用熱阻RθJC

圖17 熱阻抗的'全家福曲線

數(shù)據(jù)表中的例子推導(dǎo) 

假設(shè)在一個(gè)開(kāi)關(guān)電源的應(yīng)用中，我們想在200KHz、400V、35%平均占空比的情況下，硬開(kāi)關(guān)電流為15安培，門極電壓為15V，導(dǎo)通時(shí)門極電阻為15Ω，關(guān)斷時(shí)的門極電阻為5Ω。假設(shè)我們想讓結(jié)溫最大達(dá)到112 ℃，保持殼的溫度維持在75℃。用一個(gè)耐壓500V的器件，在應(yīng)用電壓和VDSS之間只有100V的裕度。在400V的總線上面，這么小的裕度是足夠的，因?yàn)?/span>MOSFET很大的雪崩擊穿能力可以使這條總線是安全的。它是一種連續(xù)升壓模式，因此沒(méi)必要用有更快反向恢復(fù)體二極管的FREDFET；用MOSFET的效果也將會(huì)很好。你會(huì)選那種器件呢？

既然是一個(gè)關(guān)于高頻的應(yīng)用，功率MOS 7型將是最好的選擇，讓我們看一下APT50M75B2LL，它的電流能力為57A，比所需開(kāi)關(guān)電流的3倍還多，在高頻開(kāi)關(guān)和硬開(kāi)關(guān)的考慮中應(yīng)該是優(yōu)先考慮的。我們將會(huì)估算傳輸損耗，開(kāi)關(guān)損耗，和要看是否產(chǎn)生的熱量可以快速散發(fā)掉?？偣牡挠?jì)算公式為

在112℃時(shí)的RDS(on)是室溫下的1.8倍（參照?qǐng)D3）。所以傳輸損耗為Pconduction =1.8-0.075Ω：15A<SUP)2< sup>：0.35 =10.6W

對(duì)于開(kāi)關(guān)損耗，我們可以在圖18中看到在125℃下開(kāi)關(guān)損耗和電流的關(guān)系圖。即使我們應(yīng)用的要求最大值為112℃結(jié)溫，這個(gè)圖表已經(jīng)足夠能滿足需要，因?yàn)殡娐分谐硕O管對(duì)溫度比較敏感外，MOSFET的開(kāi)關(guān)能量受溫度影響比較小，所以在112℃ 和 125℃之間將不會(huì)發(fā)生大的變化。在任何情況下，我們都是在進(jìn)行保守的估算。

圖18. APT50M75B2LL的感應(yīng)開(kāi)關(guān)損耗

從圖18可以看出，在15A時(shí)，Eon大約為300 μJ, Eoff大約為100 μJ。這些是在330V的情況下測(cè)試得到。而我們的應(yīng)用電壓為400V。所以開(kāi)關(guān)能量可以計(jì)算為：

圖18中的數(shù)據(jù)是在導(dǎo)通時(shí)門極電阻為15Ω和關(guān)斷時(shí)的門極電阻為5Ω的情況下測(cè)得。所以我們可以得到開(kāi)關(guān)能量隨門極電阻變化曲線。如圖19.

圖19. 開(kāi)關(guān)能量 VS 門極電阻

即使圖19中測(cè)試電流比我們應(yīng)用電流要大，對(duì)于我們的情況，開(kāi)關(guān)能量可以從圖19中按一定比例得到。從5Ω 到 15 Ω，Eon變化的系數(shù)為1.2（大約1500μJ / 1250μJ，在圖19中可以看到）。電壓的修正數(shù)據(jù)可以查看圖18，我們得到Eon =1.2-364μJ = 437μJ

開(kāi)關(guān)損耗為 

Pswitch = fswitch：( Eon + Eoff) = 200kHz-(437μJ +121μJ) = 112W

Pconduction +Pswitch = 123W ,這個(gè)數(shù)據(jù)在要求結(jié)溫小于112℃，殼溫75℃的范圍之內(nèi)。所以APT50M70B2LL滿足這個(gè)應(yīng)用例子的要求。用同樣的計(jì)算方法可以看看是否小一點(diǎn)的MOSFET可以滿足要求。實(shí)際應(yīng)用中的開(kāi)關(guān)損耗要比單個(gè)器件的損耗要高的多。為了保持殼溫為75℃，可以在殼和散熱片之間使用用陶瓷結(jié)構(gòu)（用于電隔離）。MOSFET的優(yōu)勢(shì)在于它的諧振緩沖特性技術(shù)，可以不用擔(dān)心電壓和溫度對(duì)MOSFET的影響，減小開(kāi)關(guān)損耗。

參考文獻(xiàn) 

[4] N. Mohan, T. Undeland, W. Robbins; 'Power Electronics ' Converters Applications, and Design', text book published by Wiley

[5] K. Dierberger, 'Gate Drive Design for Large Die MOSFETs', application note APT9302, Advanced Power Technology

[6] R. McArthur, 'Making Use of Gate Charge Information in MOSFET and IGBT Datasheets', application note APT0103, Advanced Power Technology

作者簡(jiǎn)介

Jonathan Dodge, P.E

Jonathan Dodge, P.E., is an Applications Engineering Manager, for the Power Products Group at Microsemi Corporation. He has a BSEE from Oregon State University and an MSEE from University of Idaho. You can reach him at: jdodge@microsemi.com Microsemi's Advanced Power Technology, located at 405 S.W. Columbia Street, Bend, OR 97702

Jonathan Dodge, P.E美高森美半導(dǎo)體有限公司功率產(chǎn)品應(yīng)用工程部經(jīng)理。在俄勒岡州立大學(xué)取得學(xué)士學(xué)位，在愛(ài)達(dá)荷州取得碩士學(xué)位。他的聯(lián)系方式jdodge@microsemi.com Microsemi's Advanced Power Technology, located at 405 S.W. Columbia Street, Bend, OR 97702

來(lái)源：電子工程專輯