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前幾篇講述的音頻功率放大器都是單電源供電，輸出經(jīng)由耦合電容“ 隔直通交”送給揚(yáng)聲器，屬于OTL電路。這類電路的結(jié)構(gòu)特點(diǎn)是，功率管與耦合電容連接點(diǎn)的直流電位約為電源的一半，揚(yáng)聲器沒有直流偏壓；這類電路的工作特點(diǎn)是，正半波時(shí)，電源經(jīng)上半?yún)^(qū)功放管給負(fù)載提供能量；負(fù)半波時(shí)，下半?yún)^(qū)功放管導(dǎo)通，耦合電容充當(dāng)電源，把存儲(chǔ)的能量釋放給揚(yáng)聲器。故大功率輸出時(shí)，要求耦合電容的容量要足夠大，否則就不能滿足功率輸出，波形削頂失真。
目前，音頻功率放大器常采用“全對(duì)稱式OCL功率放大電路”，該電路除了采用復(fù)合管、溫度補(bǔ)償?shù)却胧┩?，還把OCL電路里的差分輸入、激勵(lì)放大與功率放大三級(jí)電路都設(shè)計(jì)成互補(bǔ)對(duì)稱。正半波時(shí)，上位功率管導(dǎo)通、下位功率管截止，系統(tǒng)由正電源給負(fù)載提供能量；負(fù)半波時(shí)，上位功率管截止、下位功率管導(dǎo)通，系統(tǒng)由負(fù)電源給負(fù)載提供能量。這樣，就充分發(fā)揮了NPN型和PNP型功放管能夠互補(bǔ)工作的優(yōu)點(diǎn)，讓信號(hào)從輸入到輸出均處于推挽放大之中，使電路獲得很好的穩(wěn)定性和保真度，電路圖如圖1所示。
圖1 電路中各元器件作用和功能，如表1。
表1
通常為了降低成本，在音頻功率放大器中，前置放大器與功放級(jí)使用同組電源，這樣就會(huì)帶來兩個(gè)弊端：其一，大動(dòng)態(tài)時(shí)，功放級(jí)的大電流使電源內(nèi)阻的壓降過大，電源電壓降低，導(dǎo)致激勵(lì)級(jí)的供電電壓不足，動(dòng)態(tài)范圍明顯變小，功放級(jí)獲得的驅(qū)動(dòng)電壓不足，達(dá)不到應(yīng)有的輸出功率，因而大動(dòng)態(tài)時(shí)推動(dòng)大功率音箱就會(huì)顯得力不從心；第二，大動(dòng)態(tài)時(shí)，電源波動(dòng)產(chǎn)生的干擾信號(hào)使激勵(lì)級(jí)的輸出信號(hào)幅度被調(diào)制，從而降低聲音的清晰度。 為了克服大動(dòng)態(tài)時(shí)工作的兩個(gè)弊端，本電路在前置放大器與功放級(jí)的供電通路中串入二極管VD1、VD2隔離，這樣就可以明顯地改善大動(dòng)態(tài)時(shí)的性能。隔離式供電的工作原理如下：當(dāng)輸出級(jí)的瞬間大動(dòng)態(tài)信號(hào)電流使電源電壓低落時(shí)，二極管VD1、VD2的反向截止，由于濾波電容C7、C8容量較大，短時(shí)間內(nèi)能保證差動(dòng)放大級(jí)的電壓不至于跌落，待電容上的電壓即將跌落時(shí)，輸出級(jí)的瞬間電流峰值已過，電源電壓即可恢復(fù)原值，可以立即向C7、C8及差動(dòng)放大級(jí)供電。這樣，在大動(dòng)態(tài)時(shí)差動(dòng)輸入級(jí)和激勵(lì)級(jí)的電源電壓基本不受影響。
制作說明：差分輸入級(jí)誤差小于3%，越小越好（實(shí)際上1%也能挑到）。激勵(lì)級(jí)上下半?yún)^(qū)對(duì)管也一樣，電壓放大級(jí)5%就可以了。選β值不是也大越好，100～150左右就可以了。另外，線性要好一些，曲線不會(huì)太陡。末級(jí)有點(diǎn)特殊，因?yàn)槭请娏鬏敵黾?jí)，一般要在 3A來選，誤差5%最好。
一、直流測(cè)試（雙電源±15.7V，加在差動(dòng)輸入級(jí)和激勵(lì)級(jí)的電壓為±15V） 1．差動(dòng)輸入級(jí)
2．激勵(lì)級(jí)
3．功放級(jí)
二、直流分析 1．差動(dòng)輸入級(jí) 電路結(jié)構(gòu)、參數(shù)對(duì)稱。晶體管VT1、VT2組成的差動(dòng)輸入級(jí)，負(fù)責(zé)正半波信號(hào)的放大，經(jīng)由VT5激勵(lì)放大送給復(fù)合管，晶體管VT3、VT4組成的差動(dòng)輸入級(jí)，負(fù)責(zé)負(fù)半波信號(hào)的放大，經(jīng)由VT6激勵(lì)放大送給復(fù)合管。 由于是對(duì)稱雙電源供電，故電阻R2給VT1、VT3提供基極偏置。這時(shí)，VT1、VT2的發(fā)射極電位為負(fù)值，VT3、VT4的發(fā)射極電位為負(fù)值。差動(dòng)輸入級(jí)的靜態(tài)電流由R11、R12及電源電壓決定。 比如，前文所述測(cè)得R12壓降約14.5V，電流為1.46 mA。由于VT1、VT2特性一致性較好，發(fā)射極電阻R5、R6的壓降大致相等，故二者均分R12的電流。而VT3、VT4特性不一致，發(fā)射極電阻R7、R8的壓降不相等，故二者的電流稍有差異。這時(shí)，若把R7減小為82Ω，則UR7減小，UEB3增大，基極、集電極相應(yīng)增大，即可使VT3、VT4的靜態(tài)電流趨于相等（增大R8也可實(shí)現(xiàn)之）。所以，R7、R8被稱為差動(dòng)放大器的平衡調(diào)節(jié)電阻。所以，R7、R8被稱為差動(dòng)放大器的平衡調(diào)節(jié)電阻。
讀者可能會(huì)問：為什么要求差動(dòng)管的靜態(tài)電流基本相等呢？因?yàn)椋?/span>差動(dòng)放大器工作時(shí)，對(duì)管的電流“此消彼漲”，二者之和等于發(fā)射極“拖尾”電阻的電流，該電流基本恒定。因此，當(dāng)差動(dòng)對(duì)管均分該電流時(shí)，相對(duì)于靜態(tài)時(shí)的基本電流值，差動(dòng)對(duì)管的電流無論正向變化還是負(fù)向變化，其量值是相等的！這樣，在集電極電阻上形成的變化量正負(fù)對(duì)稱，經(jīng)激勵(lì)放大后，保證終端輸出波形的上下對(duì)稱。
承接上文，當(dāng)VT1、VT2均分R12的電流時(shí)，則R3、R4的壓降亦相等，即
UR3=UR4 而 UR3= R3*IR12/2=3K×0. 73mA=2.19V 提示：電阻R11、R12的電流就是差動(dòng)輸入級(jí)的靜態(tài)電流！
2．激勵(lì)級(jí) 由于R15與VT5發(fā)射結(jié)串聯(lián)后與R3并聯(lián)，所以R3的壓降UR3，將對(duì)激勵(lì)管VT5的靜態(tài)電流產(chǎn)生決定性影響。由圖1所示，可知
UR3=UR5 + UEB5 =R5*IR5 + UEB5 而UEB5是VT5的發(fā)射結(jié)壓降，變化范圍較小，硅管約為0.6V。因此，上式可表示為 UR3= R5*IR5+0.6V 比如，前文所述測(cè)得UR3=2.09V，則R15的電流IR15為 IR15=（UR3-0.6）V /R15=（2.09-0.6）V /300Ω≈4.97mA 該值與表1中實(shí)測(cè)R15壓降，根據(jù)歐姆定律計(jì)算的4.92mA相差無幾！
同理，R16電流的理論計(jì)算與此類似。。。
需要說明的是，本電路激勵(lì)放大級(jí)的靜態(tài)電流稍稍有點(diǎn)大，在輸出功率不大時(shí)，2～3 mA即可。比如，就本電路來說，筆者把R15、R16更改為560Ω，實(shí)測(cè)它們的壓降約為1.55V，則流過它們的電流約為2.77mA（=1.55V/560Ω）。
提示：電阻R15、R16的電流就是激勵(lì)放大級(jí)的靜態(tài)電流！ 3．Ube倍增電路 R17、R18與VT7組成Ube倍增電路，抵消VT8～VT11的發(fā)射結(jié)死區(qū)壓降，消除交越失真，同時(shí)可以很方便地設(shè)置輸出級(jí)的靜態(tài)電流。 忽略VT7基極電流，則R17、R18串聯(lián)分壓，由于R17與VT7發(fā)射結(jié)并聯(lián)，于是有如下方程成立 UBE7/R17= UAB/(R17+R18) 代入?yún)?shù)，解之得 UAB=3 UBE7 按理說，這A、B兩點(diǎn)的電壓只有3個(gè)發(fā)射結(jié)壓降，并不能完全抵消VT8～VT11的發(fā)射結(jié)死區(qū)壓降，但考慮到功放管溫升后，發(fā)射結(jié)特性曲線左移，因此，即便較小的UBE對(duì)應(yīng)的基極電流也不容小視，加之溫升后β也相應(yīng)增大，為安全起見，Ube倍增電路設(shè)置UAB應(yīng)適當(dāng)小一些，以保證功放管安全。
提示：筆者為研究需要，實(shí)際元件R18=3K，R17為10K可調(diào)電阻。
二、交流測(cè)試
棕色—輸入波形 1. 1kHz&空載、負(fù)載
2. 10kHz&空載、負(fù)載
圖5 3.隨機(jī)測(cè)試（負(fù)載8Ω揚(yáng)聲器）
圖6
圖7
2013-6-18于中山 |
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