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來源：EETOP論壇 及 不忘初心的模擬小牛牛公眾號 作者：131v1vv 之前在論壇里舉例分析了常見運(yùn)放結(jié)構(gòu)的失調(diào)貢獻(xiàn)（http://bbs./thread-669768-1-1.html），我們知道通常未經(jīng)處理的失調(diào)電壓基本都在mV量級。對于高精度應(yīng)用，這么大的失調(diào)量是不能容忍的，于是就有了著重優(yōu)化失調(diào)的低失調(diào)放大器。我們先來看下目前市售低失調(diào)運(yùn)放產(chǎn)品的失調(diào)及溫漂做到了什么樣的水平。圖1列舉了幾家公司的產(chǎn)品。 圖1 可以看到最大輸入失調(diào)基本都是uV量級，最大溫漂基本為nV/℃的量級。這顯然不能僅僅通過犧牲其他設(shè)計(jì)參數(shù)就把失調(diào)量降到這個量級，黑科技就是從結(jié)構(gòu)上運(yùn)用了動態(tài)失調(diào)消除（Dynamic Offset Cancellation）的方式，能夠?qū)崟r消除隨時間和溫度變化的失調(diào)量。 目前基本的失調(diào)消除技術(shù)有兩種，auto-zero（自穩(wěn)零）和chopping（斬波），這兩種技術(shù)各有自己的優(yōu)缺點(diǎn)，當(dāng)然也衍生出了兩種技術(shù)混合的升級版本。其中chopping的方式在電流鏡的失調(diào)及消除中也有提到過。下面我們分開說明。 auto-zero技術(shù) auto-zero是一種時域調(diào)制方式，主要通過采樣方式校正失調(diào)量。常結(jié)合開關(guān)電容電路應(yīng)用，采樣階段通過采樣將失調(diào)電壓存儲在電容上，信號運(yùn)算階段將失調(diào)消除掉。其中失調(diào)電壓可以存在運(yùn)放輸入端或輸出端。 圖2給了最基本的輸入端例子，失調(diào)電壓為Vos，電容C1用于存儲失調(diào)電壓。在F1階段，運(yùn)放為buffer連接，利用運(yùn)放本身的高增益A，電容電壓Vc約為Vos。在F2階段，輸入信號Vin被放大，Vos和Vc都參與運(yùn)算，表現(xiàn)為有限的誤差信號疊加在輸出端。 圖2 實(shí)際運(yùn)放的有限增益A會引入較小的誤差，具體的誤差計(jì)算和等效到輸入端的失調(diào)如圖3所示。 圖3 失調(diào)電壓存儲在輸出端的例子如圖4所示，其中跨導(dǎo)為G1和G2，失調(diào)量分別為V1和V2。總輸出阻抗為Rout，電容C1用于存儲失調(diào)電壓，F(xiàn)1和F2的開關(guān)狀態(tài)如圖所示。 圖4 輸出電壓和等效輸入失調(diào)計(jì)算結(jié)果如圖5所示。可以看到等效輸入失調(diào)量被增益衰減到較小的量。 圖5 chopping技術(shù) chopping采用頻域的調(diào)制和解調(diào)，將失調(diào)和信號調(diào)制到不同的頻率，再通過濾波器濾波的方式將調(diào)制到高頻的失調(diào)濾除掉。基本思路如圖6所示。 圖6 圖7給出了簡單示意圖，通過CH1，輸入信號Vin調(diào)制為高頻信號Va，低頻失調(diào)電壓Vos和Va疊加后經(jīng)過放大器放大了A1倍，輸出信號為Vb。在經(jīng)過CH2，可以將放大后的高頻輸入調(diào)制會低頻，而放大后的失調(diào)量同時被調(diào)制到高頻，經(jīng)過低通濾波器可以將高頻量衰減，僅保留放大后的輸入信號和較小的紋波。 圖7 對于上述兩種技術(shù)，還有非理想因素會影響到實(shí)際的失調(diào)量。一個是非理想開關(guān)，主要為溝道電荷注入和時鐘饋通；另一個為電容的漏電。這些都會引入額外的失調(diào)量，電路設(shè)計(jì)時需要充分考慮。 實(shí)現(xiàn)方式(offset-stabilized) 在具體選擇使用哪種技術(shù)前，我們先看下負(fù)反饋系統(tǒng)中的實(shí)現(xiàn)方式。在差分運(yùn)放輸入失調(diào)分析中圖1，我們計(jì)算過，負(fù)反饋中失調(diào)電壓貢獻(xiàn)到運(yùn)放輸出量，可等效為表現(xiàn)到正輸入端的失調(diào)乘以增益1+R2/R1。在圖8中，我們利用在負(fù)反饋系統(tǒng)中增加輔助放大器A2來消除失調(diào)的實(shí)現(xiàn)方式稱之為offset-stabilized amplifier 利用輔助放大器A2的高增益，將A1的失調(diào)電壓Vos放大后補(bǔ)償?shù)紸1的輸出端。計(jì)算結(jié)果顯示，如果滿足增益A2遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于A1，則等效輸入失調(diào)可減小到A1/A2倍，從而實(shí)現(xiàn)量級上的減小。 圖8 圖8結(jié)構(gòu)為雙通道，A1是信號的主通道，用于減小A1輸入失調(diào)的放大器A2為輔助通道。需要考慮的是A2要怎么實(shí)現(xiàn)，以及如何將A2的失調(diào)消除掉？將圖8中A2分別用前述的兩種技術(shù)，就可以得到如圖9的實(shí)現(xiàn)方式。 圖9 那么在具體選擇運(yùn)用時，auto-zero還是chopping，這是個問題。單獨(dú)auto-zero的技術(shù)決定了其不適用連續(xù)時間的應(yīng)用，而單獨(dú)chopping信號通路中低通濾波器的適用決定了其不能有較高的帶寬。那么就需要結(jié)合兩種技術(shù)的優(yōu)勢，在架構(gòu)上取長補(bǔ)短。 對于圖9下的chopping offset-stablized amplifier，如何進(jìn)一步降低Gn的輸入失調(diào)Vn呢？可以混合利用auto-zero技術(shù)，實(shí)現(xiàn)如圖10的結(jié)構(gòu)。 圖10 時鐘F1和Fc分別控制auto-zero和chopping的開關(guān)時序。其中跨導(dǎo)G2和輸出G1構(gòu)成信號主通道。G5、G4和G3為輔助通道用于消除G2的輸入失調(diào)。auto-zero可以減小G5的輸入失調(diào)，G2輸入失調(diào)V3通過chopping的方式被消除掉。 這兩種方式的碰撞還能衍生出很多的結(jié)構(gòu)，想要了解更多信息的可以參考Witte、Makinwa和Huijsing等和著的書籍《Dynamic Offset Compensated CMOS Amplifiers》和發(fā)表的論文。 噪聲 實(shí)際上運(yùn)放并不能區(qū)分失調(diào)和低頻噪聲（主要為1/f噪聲），所以動態(tài)失調(diào)消除還能順便改善低頻噪聲。 對于auto-zero的技術(shù)，采樣容易導(dǎo)致噪聲返回低頻產(chǎn)生混疊，表現(xiàn)為較高的低頻噪聲。而chopping方式則將低頻噪聲調(diào)制到較高的頻率，最終能夠得到較低的低頻噪聲。 圖11是不同技術(shù)的噪聲功率譜示意圖，可以看到不同方式在改善噪聲功率譜方便的優(yōu)勢。
圖11 |
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