1 前言

電源應用的變革確立了脈沖寬度調(diào)制（Pulse WidthModulation）即PWM技術的重要地位，并且賦予了電子變流技術強大的生命力，產(chǎn)品幾乎涵蓋了所有的開關電源、斬波器及電流變換器等領域。始于1975年推廣應用正弦脈寬調(diào)制（Sinusoidal PWM 簡稱SPWM）以來，經(jīng)多年研究發(fā)展的歷程，正弦逆變技術也漸趨成熟而服務于廣泛的交流應用場合，涉及民用、商用、軍用及科研四大板塊，人們也真實的感受到系統(tǒng)性能的改善、能源轉(zhuǎn)換效率的提高和電磁污染的減少或凈化，也為應用的持續(xù)發(fā)展奠定了堅實的基礎，并且越來越多的與其他科學領域相互關聯(lián)、相互交叉和相互滲透，繼而應用系統(tǒng)逐漸朝高性能、高效率、大功率、高頻化和智能化的方向發(fā)展，同時隨著工程發(fā)展的日益需求，對逆變系統(tǒng)提出了更高的要求。

2 生成SPWM波的基理

由于正弦交流量是典型的模擬量，傳統(tǒng)發(fā)電機難以完成高頻交流電流輸出，而功率半導體器件于模擬狀態(tài)工作時產(chǎn)生的動態(tài)損耗劇增，于是，用開關量取代模擬量成為必由之路，并歸結(jié)為脈沖電路的運行過程，從而構(gòu)成了運動控制系統(tǒng)中的功率變換器或電源引擎。

典型的H橋逆變電路很容易理解（圖1a），

圖1

對角聯(lián)動的兩個開關器件和與之對應的另一組對角橋臂同時實施交替的開關作業(yè)時，建立運行后，流經(jīng)負載的電流即為交流電流（圖1b），考慮到功率器件關斷時的滯后特性避免造成短路，通常都做成（圖1c）的波形結(jié)構(gòu)。顯然開關器件輸出的是方波（矩形波）交流電流,在交流應用場合，多數(shù)負載要求輸入的是正弦波電流。

電工學認為，周期性的非正弦交流量是直流、正弦波和余弦波等分量的集合，或者是非正弦波也可以分解為相位差和頻率不同的正弦波以及直流分量。

不良波形或失真嚴重的正弦交流量必然產(chǎn)生大量的低次、高次及分數(shù)諧波，豐富的諧波分量與基波疊加的情景使得正負峰值幾乎同時發(fā)生，換向突變時急劇的運動狀態(tài)將對負載造成沖擊并導致負載特性的不穩(wěn)定或漂移，又加重了濾波器件的負擔，損耗也隨之增大，非但降低了電網(wǎng)的功率因數(shù)，還對周邊設備造成不良影響。

在高頻化和大功率電力變換場合，裝置內(nèi)部急劇的電流變化，不但使器件承受很大電磁應力，并向裝置周圍空間輻射有害電磁波污染環(huán)境，這種電磁干擾（ 簡稱EMI）還會引發(fā)周圍設備的誤動作及造成電能計量紊亂。抑制諧波和EMI的防御仍為重要課題或技術指標。

可見，簡單的方波在功率應用場合下顯示出了不盡如人意的一面。當然，在不觸及負載特性、能量轉(zhuǎn)換效率、環(huán)境污染和系統(tǒng)綜合技術指標以及小功率應用場合的前提下，就控制方法而言則顯得容易些。

自然采樣法是一種基于面積等效理念的能量轉(zhuǎn)換形式，其原理極為簡單而且直觀，并具備十分確切的數(shù)理依據(jù)，通用性及可操作性也很強。當正弦基波與若干個等幅的三角載波在時間軸上相遇時，并令正弦波的零點與三角波的峰點處于同相位（圖2a），所得的交點（p）表達為時間意義上的相位角和對應的瞬時幅值，交點間的相位區(qū)間段表示以正弦部分為有效輸出的矩形脈沖群（圖2b）。

圖2

由此，SPWM波的基本概念是每一周期的基波與若干個載波進行調(diào)制（載波的數(shù)量與基波之比即為載波比），并依次按正弦函數(shù)值定位的有效相位區(qū)間集合成等幅不等寬且總面積等效于正弦量平均值的正弦化脈沖序列。對應于正弦量的正負半周，實施雙路調(diào)制或單路分相處理及放大后，控制驅(qū)動功率開關器件運行，最終得正弦化交流量的樣本波形如（圖3）所示，濾波后流經(jīng)負載的電流即為正弦波電流。

圖3

2.1 調(diào)制過程特征

由電工學可知，正弦波方程表示為：

式中：瞬時值；

：正弦波的最大值；

：角頻率（等于2?）；

：隨時間而變的電氣角；

：相位角（t=0時的相位角為初相角）。

由（圖2）可知，正弦基波的零點和三角載波的峰點與時間起點相重合，故初相角為０，當最大值為1，最小值為-1或剔除所有無效變量后，正弦方程將簡化為單純的正弦曲線：

＝sin（） （1）

其中:

：正弦曲線與某一直線交點的瞬時值；

（）：正弦曲線與某一直線交點的相位角。

核對其π／２處的最大瞬時值仍然為1（負半周為－1），顯然，正半周期內(nèi)幅值區(qū)間的上下限分別為（１，０）；正半周相位區(qū)間內(nèi)的上下限分別為（π，０）。從而在純坐標條件下，調(diào)制僅為坐標區(qū)間數(shù)量的關系而與時間或頻率無關。

由（圖2）可知，形似等腰三角形的三角載波是由許多直線相交叉形成的，因為交叉點以外的線段處于無效區(qū)間，所以不具備調(diào)制的一般意義。由于載波比（N）是人為選定的（N將于2.2內(nèi)描述），因而N的變化將影響直線的數(shù)量（n）、直線的傾角、直線與直線相交后交叉點的相位角和正弦曲線與某一直線交點的相位角（）。又由于三角波的直線線段相交后交叉點的最大幅值與正弦曲線等幅，故所有直線交叉點位于正弦曲線正半周區(qū)間內(nèi)各自的相位角的上限和下限（π，0）成對應的比例；正弦曲線正半周區(qū)間（π，0）內(nèi)的直線與直線相交后交叉點的相位角分布均勻。所以，正弦曲線正半周內(nèi)的各直線相交后交叉點位于各自相位區(qū)間內(nèi)幅值的上下限同樣為（１，０）。同理，負半周的數(shù)值分析相同。

于是，所有直線均可寫成n個標準的斜截式直線方程：

（2）

根據(jù)直線角系數(shù)的關系式和每一直線段的相位區(qū)間得各直線已知的相位角和兩個交叉點的幅值坐標，即可求得各直線各自的斜率（）和常數(shù)項（b），從而確定所有完整的直線方程如下：

（3）

緣于正弦曲線與n個直線相交后需要求解n個交點（）的目標坐標值（x，y），而且必須同時滿足式（1）和式（3）或是正弦曲線與各直線的各個交點（）的坐標值必須重合，即：

正弦曲線中的某一（）點的坐標值（x，y）必須等于對應的某一直線段中（）點的坐標值（x，y），或者是：

sin（）= （）＋

據(jù)此，正弦曲線（圖2a）與任一直線的交點坐標（x，y）必將被鎖定于橫軸（０＜x＜π）；縱軸（０＜y＜１）的范圍之內(nèi)，續(xù)次利用牛頓迭代法即可求得所有交點（）的具有相當近似精度的相位角（x），然后將（x）代入式（1）就能解得各交點的瞬時幅值（y），由此完成全部的調(diào)制過程。

就以上調(diào)制形式中求解的結(jié)果，交點（x）的值即相位角是時間的函數(shù)；交點（y）的值即對應時間的瞬時值或臨界點，以此取得的按正弦函數(shù)值定位的不等寬序列脈沖的對偶邊沿就是期望的控制信號角。由此取得對應的瞬時幅值（y）似乎毫無意義，但是，對于模擬控制方法則是一個極為重要的過渡參數(shù)?？梢韵胂?，SPWM波的數(shù)理依據(jù)或可信度是首屈一指的。

例如，按（圖2）的調(diào)制情況，運算所得的交點數(shù)據(jù)如（表１）所示，表中其余3/4部分的數(shù)值可由同理類推。

1/4周期內(nèi)的交點分布情況

表1

調(diào)制運算得兩組（）交點數(shù)據(jù)，因此，實際應用的基本方式也僅有兩種。顯然，開關相位角（x）數(shù)據(jù)適用于微處理器作數(shù)字處理，甚至可以直接給出開關相位角的時序數(shù)字控制輸出信號；瞬時幅值（y）適合于模擬方法控制，利用比較法即可獲取開關角的控制輸出信號，當然并不排除多種數(shù)模結(jié)合及優(yōu)化方案。

2.2 載波比(N)

載波比（或稱調(diào)制比）表示為一周期正弦基波與若干個三角載波數(shù)量之比，是一個人為設定的、能夠直接觀察到的數(shù)字量。在單脈沖（方波）交流狀態(tài)下，每周期交流量內(nèi)包含有正負半周各一個脈沖，尚可理解為N=2，考慮到正負半周的對稱性，故N不能為奇數(shù)。又由于脈沖邊沿的對偶性，N也不能為分數(shù)。

當N=4時，正負半周各占兩個等幅等寬脈沖，因而僅能理解為單純型多脈沖形式的波形結(jié)構(gòu)。

又當N=6時，正負半周才各占有三個而且是自身對稱的等幅不等寬的脈沖序列。所以，形成SPWM波的N必然是６或６以上的偶數(shù)正整數(shù)數(shù)列，即自起始端向上遞增的N數(shù)列為６+２+２+…。

由于N數(shù)列中依次相鄰而又相互錯位間隔的低位（NL）與高位（NH）數(shù)列存在明顯的個性差異，從而形成了６+４+４+…和８+４+４+…兩個系列的偶數(shù)數(shù)列。NL數(shù)列每周期正弦量內(nèi)調(diào)制得的周期脈沖總數(shù)等于N或三角載波的周期總數(shù)（圖2），而NH數(shù)列的調(diào)制結(jié)果則位于正弦波峰值處出現(xiàn)的無效的（）單個交點，不能組成對偶的脈沖邊沿（圖4）。于是，NH數(shù)列調(diào)制得的周期脈沖總數(shù)為N-2（正負半周各一個），由此得依次相鄰的低、高位載波比（NL和NH）調(diào)制所得的半周期脈沖總數(shù)相同（表2），而且必然是奇數(shù)。其內(nèi)容的特殊性為NH數(shù)列位于正弦曲線峰值處都有兩個脈沖合并而成，并且其時間量將小于兩個三角波周期的時間量之和。

圖4

N與半周期脈沖數(shù)的關系

表2

1/4周期內(nèi)的交點分布情況

表3

例如與N=10（圖2）和相鄰的N=12（圖4）的調(diào)制結(jié)果數(shù)據(jù)如（表１）、（表３）所示，顯而易見，兩者的共性是周期脈沖數(shù)相同；兩者的差別即交點的布局或相位角與瞬時值均具有較大的不同；而兩者的脈沖總面積精度則按N的遞增而遞增。

由于兩者的特征既存在共性又有明顯的個性差異，這一共性造就了N的理解僅為一個概念性的量值數(shù)據(jù)，其個性的差異將為實施帶來更為復雜的論證過程。

當N有限提高時，其正弦量面積平均值的理論精度、諧波分量和輸出波形的失真程度將隨之減小。

3 樣本波形的量值

與整流技術相反，逆變技術通常是將直流量轉(zhuǎn)換成給定頻率或頻率可變化的交流量，SPWM的最終量值應具備與正弦理論相一致的意義，并且同樣表達為最大值、平均值和有效值。所給出的樣本波形的特征是具有數(shù)字形式和模擬內(nèi)容的畸變正弦化周期量，濾波后的輸出電流將具有相對誤差的目標波形或電流為正弦波的交流周期量。

3.1最大值

在忽略功率器件內(nèi)阻與動態(tài)特性的前提下，位于逆變環(huán)節(jié)上游的直流母線側(cè)的直流量即為最大值，而且是唯一能夠直接測量的量值基準。當某一單元脈沖發(fā)生過沖現(xiàn)象時，理當理解為諧波分量而否定為最大值。逆變操作完成后與平均值及有效值的換算關系也應符合正弦理論的規(guī)律。當通過整流手段恢復為直流量時，應是原直流母線側(cè)直流量的回歸。

3.2 平均值

由面積等效理念可知，平均值是唯一能夠通過數(shù)學運算手段獲得的理論值，也是系統(tǒng)電路運行精度的運算基準。顯然，由（表4）可知，其理論精度隨N的遞增而遞增（圖5），并無限趨向于正弦波電壓平均值２/。它將與最大值互成關系去檢驗有效值的漂移量。故在工程應用時，高品質(zhì)的控制方法均力求接近自然采樣法這一原生態(tài)的效果。

調(diào)制結(jié)果的量值趨向

表4

圖5

3.3 有效值

正弦交流量一般都用有效值或瞬時值在一周期內(nèi)的均方根表示，通常為最大值的1/，當然這是根據(jù)正弦情況而言的波峰因素。由于SPWM波是畸變波向正弦波的迫近，因而，必然摻雜各次諧波分量而使其誤差增大，而諧波源的特性非常復雜，故導致工程計算、檢測和計量隨之復雜化。隨著N的遞增及其他有效措施的實施，諧波分量將得以有效抑制。

4 樣本波形的頻率

由于有載波比的存在，SPWM波的頻率特征具有雙重性。

4.1 輸出頻率

流經(jīng)負載的正弦量頻率即為系統(tǒng)的輸出頻率，具備正弦交流概念的頻率特征，計量單位仍為Hz/s。與其相關聯(lián)的涉及功率器件、濾波器件及輔助設備。各種不同的負載有其不同的頻率要求，這也是逆變應用的終極目的。故輸出頻率的拓展具有重要意義，并由實際的運行效果得以體現(xiàn)。當系統(tǒng)需要隨機或?qū)崟r的閉環(huán)運行時，輸出目標波形的頻率將被取樣并回饋。

4.2 開關頻率

逆變環(huán)節(jié)的功率器件執(zhí)行完成一周期正弦量輸出則相當于完成正負半周叉開的若干個開關作業(yè)的和數(shù)或周期脈沖數(shù)，操縱功率器件的周期脈沖數(shù)量與輸出頻率之積即是直流脈沖形式的開關頻率，其計量單位也為Hz/s。與功率器件輸入端相關聯(lián)的涉及驅(qū)動、放大、控制信號、保護和計數(shù)電路。當控制失當時，系統(tǒng)將發(fā)生故障。

在輸出頻率給定的條件下，N越大則開關頻率越高，輸出正弦量平均值的精度也越高，輸出電流的波形失真和諧波分量將減小。然而，過高的開關頻率意味著很大的動態(tài)損耗，因為脈沖邊沿運行的短暫時刻仍然是模擬量，所以，開關頻率不能也難以無限提高。

同時又由于受到功率器件本身頻率參數(shù)值的制約，尤其是高頻領域的應用，將會發(fā)現(xiàn)指標對功率器件頻率參數(shù)值的極大的依賴性。由此，就控制策略而言，開關頻率或N理當作首要的考慮。

5 樣本波形的相位

在系統(tǒng)運行狀態(tài)下，相位角是時間的函數(shù)。SPWM波輸出電流與電壓的相位角及初相角，無論是單相或多相狀態(tài)下均與常規(guī)正弦波或電工學原理一致，所不同的是其自身微觀形式的多重性。

5.1 脈沖的開關相位角

不等寬序列脈沖形成了每周期正弦量內(nèi)單個脈沖開關邊沿的不同相位角，當N發(fā)生變化時，脈沖的數(shù)量和邊沿的相位角也隨之改變，在相同N與不同輸出頻率的條件下，每一單個脈沖的開關角相同，而且每一單個脈沖的周期量被限制在一個調(diào)制三角波的周期或時間量的區(qū)間內(nèi)。

5.2 脈沖的占空度

不等寬序列脈沖也造成了每周期正弦量內(nèi)單個脈沖的占空度差異，在正弦量換向過零點左右近旁的兩個脈沖具有最小的占空比，這利于減小對負載及濾波器件的沖擊和損耗。繼而正弦函數(shù)值逐漸遞增的負載電流抵達峰值時，則由大占空比脈沖提供大電流以滿足功率需求，這一規(guī)律也利于提高輸出功率、綜合效率和改善系統(tǒng)的整體性能，這也是SPWM波所追求的目標。

由（圖2、4）可知，具有相同周期脈沖數(shù)的NL與NH調(diào)制所得的最大占空比產(chǎn)生了很大的差距，單個脈沖的布局差異也導致了最小關斷占空時間的差別，而平均值精度則正常按N的遞增而遞增。當然，小的關斷時間不利于功率器件的關斷特性，顧及功率器件關斷特性的控制策略仍需謹慎實施。

5.3 過零靜區(qū)

由（圖２）知，在正弦量換向的時刻，兩個小占空比脈沖相鄰而形成相對最大的關斷靜區(qū)時間，這一時間量始終小于一個調(diào)制三角波的周期量，隨著N的增大，靜區(qū)時間將逐漸遞減并基本趨于線性（圖6）。

圖6

由于關斷電流的慣性或器件關斷時的拖尾現(xiàn)象，為避免換向時造成短路，保留靜區(qū)時間也是十分必要的。

6 誤差與環(huán)境

誤差或失真總是與精度相互關聯(lián)、相互依賴和相互制約的，由（表4）可知，最初通過數(shù)學運算獲得的平均值的理論精度，當N＝18或20時其理論精度（2.0105/π及2.0084/π）已經(jīng)相當?shù)睦硐肓?。然而，實際應用的效果總是難以令人滿意，這當然是由諸多原因引發(fā)的結(jié)果。由于SPWM波不連續(xù)的運行狀況存在一定的脈動率，雖然由濾波電路支撐其持續(xù)性，但是，仍然有高次諧波產(chǎn)生，雖然影響并不大，但也會影響正弦波波形的失真度而危及環(huán)境。

當平均值的實際誤差足夠小時，在忽略器件內(nèi)阻的前提下，有效值總是大于由直流母線側(cè)電壓值換算所得的值。實際的波形因素與正弦波的波形因素之比表達為SPWM波的波形畸變率（THDu），一般情況下，400V正弦交流量的THDu應＜5％，這也是制約系統(tǒng)性能客觀的評估指標和提高實際精度必須考慮的關鍵因素。倘不考慮波形畸變率，那么，整個設計將陷于混亂。

在高頻化和大功率電力變換場合相同的負載條件下，SPWM裝置內(nèi)部的正弦函數(shù)值相對于方波顯得緩慢的電流變化，對裝置周圍空間的EMI會有極大的改善。

在現(xiàn)行標準的制約下，抑制諧波和EMI的防御仍為重要課題或技術指標，因而，務須引起關注。

7 數(shù)值事件預測及一般規(guī)律

數(shù)學模型指導實踐，而實驗數(shù)據(jù)將回歸于應用數(shù)學，其目的是為引發(fā)更為有效而合理的構(gòu)思以利決策。

7.1 調(diào)制形式事件

1）調(diào)制幅值的宏觀誤差將造成輸出波形的失真，當正弦曲線的幅值大于三角載波幅值時，會出現(xiàn)過調(diào)制現(xiàn)象，這時脈沖序列的占空度全部增大，并且有可能遺失幾個大占空比脈沖的小關斷時間而形成大占空比脈沖的合并（圖7）。相反，當欠調(diào)制時，所有序列的脈沖占空度減小而顯得稀疏。特別是NH數(shù)列調(diào)制的結(jié)果（圖４）將出現(xiàn)正弦量峰點處的單個空操作交點（）分解為兩個有效交點而形成對偶的兩個開關邊沿（圖8），并導致峰點突變?yōu)楣赛c斷裂的反常現(xiàn)象。因此，通常應將正弦基波的幅值誤差取向負值并取消NH數(shù)列的無效的單個交點，確保略正弦峰值小于三角載波峰值，以達正常調(diào)制和波形失真最小。

圖7

圖8

為滿足半周期正弦量自身的對稱性，調(diào)制過程中正弦曲線與直線的定位原則上不允許產(chǎn)生宏觀相位差，以確保調(diào)制精度的效果趨近理論計算值。當曲線與直線的初相角產(chǎn)生相對的相位差時，猶如正弦曲線與鋸齒波相調(diào)制，其中有曲線與直線和曲線與垂線相交，由此造成的結(jié)果是所有開關角都發(fā)生位移，輸出波形的對稱度遭到破壞，波形失真及其他量值誤差也隨之增大。

2）據(jù)載波比調(diào)制過程的曲線規(guī)律思考（圖5），為要提高量值精度和有效抑制低次諧波，粗糙的起始端N應予規(guī)避，只有在高頻域應用時才考慮N＜24。在每周期內(nèi)脈沖數(shù)相同的情況下，鑒于抑制諧波的相對效果，合理選擇NL或NH序列的調(diào)制方式同樣重要，盡可能使量值誤差和波形失真為最小。

剔除粗糙的起始端N，載波比影響平均值的精度（表4）逐漸遞增的規(guī)律曲線將基本趨于線性（圖5）。由于N為偶數(shù)正整數(shù)數(shù)列，當發(fā)生誤差時，系統(tǒng)將難以完成能量變換的過程。

7.2 回歸及離散

逆變技術的核心標的是求得頻率的變換，是將直流量變換為給定頻率或輸出頻率可變的正弦交流量，逆變技術本身是一種手段。

其中，更為廣泛的工程應用是AC→DC→AC變換，每當實施有限次反復整流又逆變的過程后，忽略器件的內(nèi)阻與動態(tài)特性及諧波分量的影響，一般并不希望其他量值發(fā)生變化，反映失調(diào)的應該是不可抗拒力的累加。雖然能量變換僅涉及頻率，但是誤差仍然不可避免，排除人為因素的改變量值，產(chǎn)生大的量值偏移即為手段的缺陷。

1）忽略正常原因引起的誤差，輸出正弦量的最大值必然等于直流母線側(cè)的直流量而不違背可逆原理，一旦發(fā)生大的異常誤差，當視為其他量值的偏移所造成的結(jié)果。這一規(guī)律是有助于判斷量值漂移的原因，或者是一個推導與判別的基準點。

2）平均值是一個唯一通過運算所得的量值，也是一個設計精度的指標，每當這一運算結(jié)果達到足夠的理論精度時，引起最大值漂移的原因通常為工藝誤差。

3）有效值的誤差相對比較復雜，由于諧波源的形成過程非常復雜，各次諧波及分數(shù)諧波又與N有關聯(lián)，適當提高N以減小波形的失真程度具有現(xiàn)實意義。此外，功率器件的參數(shù)與動態(tài)特性和波形失真也能引起誤差事件的發(fā)生，當測量所得的有效值趨近通過其他量值換算所得的值時，系統(tǒng)將是理想的。

7.3 調(diào)頻與頻帶

頻率在數(shù)軸上的延伸形成無限的頻帶空間，由此組成了能夠?qū)崿F(xiàn)的有限區(qū)間內(nèi)寬闊的頻帶資源，其中每一頻率或各異的頻帶段對于同一負載而言都有其不同的應用效果，有時甚至會發(fā)生一些極其微妙的奇特現(xiàn)象。頻率的不斷提高還能大幅降低電容元件的容量與電感器件的線材消耗、大幅削減鐵磁元件的體積及重量。每當頻率的提高得以實現(xiàn)時，必將獲得極為可貴的頻帶資源。可見，與頻帶直接相關聯(lián)的頻率變化范圍的拓寬（帶寬）意味著應用領域的擴展。因此，正弦電源引擎為滿足工程實踐提供了豐富的機遇與發(fā)展空間。無疑，研究寬頻帶高頻率正弦電源具有極其重要的意義。同時，工程實踐也提出了點頻，掃頻，變頻，頻率捷變及頻率的自動跟蹤等功能要求，同樣是功率變換技術的重要任務。

然而，簡潔而流暢的SPWM波并不是完美無缺的。當系統(tǒng)的輸出頻率定位在音頻段高端及超音頻段時，由于N的存在將導致系統(tǒng)開關頻率的成倍增長，例如，系統(tǒng)輸出頻率給定為30kHz、N=22時，那么系統(tǒng)內(nèi)的開關頻率將高達660kHz，輕易躍入中波廣播波段的范圍之內(nèi)。

與此同時高頻域應用也不可避免的受到功率器件頻率特征的制約。一般情況下，功率器件的許用頻率是在50％占空度的方波輸入的運行條件下測定的，但不能理解為平均占空因素。再者，器件的耗散功率越大，耐電壓強度越高，其開關速度就越低，或脈沖的邊沿特性就越差，這仍然是制造業(yè)的規(guī)律。又由（圖2、4）和（表1、3）所示，位于峰值脈沖左右近旁的由大占空比脈沖狀態(tài)形成的小關斷時間相當于迫使器件運行于更高頻率的開關狀態(tài)，而使器件雪上加霜，不能不考慮促使器件頻率過載而失效的安全性和器件特性參數(shù)的利用率，故SPWM波的最大缺陷是器件頻率資源的浪費。

顯然，系統(tǒng)的輸出頻率、開關頻率及N將直接影響頻帶的拓寬，結(jié)合功率器件的頻率特性，應用時必須予以重視。

7.4 微觀相位差

1）因為開關脈沖的邊沿角給出的是輸出信號的控制角，所以尤為重要。當邊沿角發(fā)生單個或若干個群漂移時，會造成輸出偏離運算指標值，而且影響其他量值的變化和波形失真。相對于數(shù)字處理的難度，對模擬調(diào)制將提出更大的挑戰(zhàn)。

2）由（表1、3）與對應的（圖2b）和（圖4b）可知，周期脈沖數(shù)相同的相鄰載波比的每一對應邊沿角或區(qū)間位置與脈沖占空度或脈沖寬度及整體布局有很大的差異，兩者的正弦量平均值又具有正常的系列遞增關系（表4），由于占空比的不同，其對應的最小關斷時間比也有很大的不同。顯然，相對大的最小關斷時間的脈沖結(jié)構(gòu)對于功率器件的特性參數(shù)投入的運行狀態(tài)無疑是有利的。同時，雖然高次諧波的影響并不太大，而抑制低次諧波與分數(shù)諧波方面也將有不同效果，實時運行紀錄將會給出客觀的評判。

用挑剔的目光審視或無所適從時，排除人為隨意干預脈沖布局的主觀因素，遂可推演出另外兩組（x，y）及兩組以上的插值形式的中值數(shù)據(jù)，即將相鄰NL與NH經(jīng)調(diào)制運算所得對應的開關角作算術平均值運算，從而衍生得第三種開關角的答數(shù)數(shù)據(jù)，例如，?。ū?、3）調(diào)制運算得兩組對應（）點數(shù)據(jù)（x）的算術平均值，所得的平均開關角確立之后，再代入式（1）即可得所有瞬時值數(shù)據(jù)

（表5）。

1/4周期內(nèi)的交點分布情況

表5

由運算結(jié)果表明，其對應脈沖的占空度或脈沖寬度和開關邊沿的定位都界于兩者之間，算得的正弦量平均值也落在二者之間（2.03123/π，參見表4）。同樣的引伸過程推理，由等腰三角形結(jié)構(gòu)的三角波演變成為漸變斜角三角波直線群與正弦曲線相調(diào)制（圖9），從而，理性移動了所有脈沖在調(diào)制坐標上的位置或相位角，改變了脈沖的占空度；相對擴大或縮小了峰值脈沖的時間量；相對減少或增加了過零靜區(qū)的時間量。同理，相鄰的NH數(shù)列條件下的情況也相同，所不同的僅是斜角漸變的方向相反（圖形從略）。這一中值調(diào)制操作協(xié)調(diào)了脈沖的空間布局。顯而易見，答數(shù)數(shù)據(jù)具備足夠的數(shù)理依據(jù)，無疑為工程應用帶來更大的靈活性和寬闊的回旋余地。

3）當三角波直線群與正弦曲線的初相角產(chǎn)生相對的相位差增大至半個三角波周期時，亦即正弦基波的零點與三角載波的谷點在時間軸上相遇時，也同樣得以正常調(diào)制。但是，會使得輸出樣本波形的過零靜區(qū)時間異常大于一個三角波周期的時間量，在負載電流換向的時刻，將有很大可能引起交越失真。

圖9

8 小結(jié)

以上以正弦量三要素為準則，闡述了SPWM的特征和一般規(guī)律，就研究電子變流技術整個系統(tǒng)層面出發(fā)，協(xié)同誤差事件的發(fā)生及回歸，期望讓實驗擺脫諸多各種因素制約或矛盾的境地，意圖確立比較規(guī)范的參考基準，旨在為實踐尋求合理而切實的平衡點，以利控制策略的實施及逐步深入的探討或研究。

寬頻帶功率正弦波電源引擎的研發(fā)具有無可替代的重要意義，其效果描述為：改善性能、節(jié)約能源和減少電磁污染三個方面，在高頻領域的應用和后續(xù)開發(fā)也有廣闊的前景。無論對經(jīng)濟效益、社會效益和科學實驗研究，行將作出不可估量的貢獻。（本文來源其他媒體）