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本帖最后由 馬路天使 于 2010-5-24 17:49 編輯 創(chuàng)維 CRT 背投彩電 680HD 機芯原理與維修 一、原理框圖 二、開關穩(wěn)壓電源電路描述 本機芯電源由副電源和主開關電源兩部分組成。220V 市電經 R870、D875、C805、L870、C806、L873 濾波后，一路經 R801 送 D801、C802、C803、C804 橋式整流濾波電路，一路經 R6704 限流后送往副電源電路。 （一）副電源及待機控制電路 220V 經 R6704 限流，D6712 整流，C6715、C883 濾波后，通過 T881 初級繞組加到 IC881（TNY254P）的（5）腳，此腳是開關管（場效應管）的漏極。同時，此電壓經 IC881 內部的 5.8V 穩(wěn)壓器，比較器，給開關管的柵極提供穩(wěn)定的供電。由 D884 等組成穩(wěn)壓反饋回路。在 IC881 內部有一振蕩器，輸出時鐘信號及占空比脈沖，通過幾個“門”電路及一個 RS 觸發(fā)器控制開關管的導通頻率。附 IC881（TNY254P）內部方框圖及功能介紹。 TNY254P 內部框圖 待機控制電路由 R854、D871、Q852、RL801 組成。微處理器 IC1101（M37274）（10）腳待機控制腳輸出高電平時，Q852 導通，繼電器 RL801 吸合，220V 通過 R801 加到 D801 橋式整流電路。反之，當（10）腳輸出低電平時，繼電器斷開，220V 交流電無法加到 D801，300V 直流沒有輸出，整機處于待機狀態(tài)。 （二）主電源電路 1、起動電路 300V 直流電壓一路通過 R803、R804 后給 C808 充電，使 STR-F6656（4）腳電壓上升，當達到閾值電壓 16V 時，IC 內的控制電路開始起動，（4）腳的輸入電流由 100μA 突升到 30mA，電容來不及供電而使電壓下降。此時開關變壓器 1、2 繞組通過 D819 整流提供 17V-18V 的直流電壓，使（4）腳電壓不致于掉到停振閾值 11V 以下，維持 IC 繼續(xù)動作。 2、穩(wěn)壓原理 當主電壓升高時，通過穩(wěn)壓取樣電路 IC808（SE139）后，光電偶合器 D807 內部發(fā)光二極管負極電壓降低，發(fā)光強度增強。這樣光敏三極管的內阻減小，電流增大。此電流經過 D813、R820 在 R819 上形成壓降，IC801（1）腳電壓迅速上升，內部比較器提前反相，開關管提前截止，導通時間縮短，輸出電壓下降，達到穩(wěn)壓的目的。當主電壓下降時，則相反。 3、尖峰脈沖吸收電路 此部分電路由 Q805 組成。根據(jù)同名端，開關變壓器 8、9 繞組產生的感應電動勢與 5、7 繞組電壓相位相反。當開關管由飽和狀態(tài)轉向截止時，Q805 迅速導通，C819 被短路，開關變壓器的 5、7 繞組產生的尖峰脈沖迅速通過 C828、C820、C822 短路到地，避免了因脈沖幅度過大擊穿開關管。同時，當開關管飽和導通時，Q805 截止，C813 被接入電路，由于 C813 容量小，串入后，整個吸收回路容量減小，降低了因吸收電容過大，對開關管飽和時的損耗，提高了電源的效率。 （三）保護電路 為防止因電路工作不正常機器仍然工作而造成其它損壞，本機專門設計了 CPU 保護電路。該部分電路主要由 Q854等組成，其集電極接 CPU 的（9）腳，保護檢測腳。當正常工作時，Q854 截止，集電極為高電平，CPU 不動作。當保護電路工作異常，Q854 導通，集電極輸出低電平，CPU 的（9）腳檢測后，（10）腳輸出低電平，切斷 300V，整機處于待機狀態(tài)。本機保護電路共有三路： 1、行過流保護電路 此部分由 Q849 等組成。正常工作時，Q849 截止，D869 截止，保護電路不工作。當行過流時，通過 R873 取樣，Q849 基極電壓降低而導通，140V 通過 R880、R884、R881 分壓后加到 D869 正極，導通。高電平通過 R871、R872 后加到 Q854 基極，導通，集電極輸出低電平，CPU 的（9）腳檢測到后，待機腳輸出低電平而自動關機，起到保護作用。 2、燈絲過流保護 此部分電路由 IC9601 電壓比較器組成。正常工作時，燈絲取樣電流，經 R526 限流，D511 整流，C523 濾波后得到 20V 左右的電壓，經 R527、R526、R9602 分壓后送到 IC9601（3）腳，正常約為 6V。IC9601（2）腳為基準電壓6.5，（1）腳輸出低電平。當燈絲過流時，比較信號輸入升高，當（3）腳電壓超過 6.5V 時，比較器反相，輸出 10V左右的高電平，加到 D870 正極，導通。高電平加到 Q854 基極，導通，CPU 保護關機。 3、場工作異常保護 此部分電路由 Q451 等組成。正常工作時，IC451（LA7845）的（7）腳泵電源輸出經 R462 取樣，D452 整流，C451濾波后，得到 16V 左右的電壓，經 R477、R478 后加到 Q451 基極而導通，集電極輸出低電平，D454 截止。當場塊工作異常，（7）腳無泵電源輸出，Q451 截止，12V 電壓通過 R456 后加到 D454 正極而導通，這樣 Q854 飽和導通，CPU保護關機。 三、CPU 控制部份 本機芯 CPU 的型號為 M37281，共有 52 個引腳，其工作過程如下：接通電源后，副電源板通過 IC1201 給 CPU 提供 5V 供電，同時通過 Q1102、Q1103 對 CPU 進行復位，復位工作完成后，CPU 的 10 腳輸出一高電平控制副電源板繼電器吸合，使主電源工作正常，同時 CPU 通過 I2C 總線對各相關 IC 進行檢測：首先檢測的是存儲器 24C16、會聚芯片 CM0021AF 及數(shù)字板，檢測無誤后，CPU 會給數(shù)字板一復位信號，讓數(shù)字板開始工作，輸出行、場同步信號。當 CPU檢測正常的驅動芯片 TDA9332 接到同步信號后，經振蕩、鎖相輸出行、場激勵信號，驅動掃描電路、整機開始工作。CPU 則時刻對各 IC 進行檢測與控制。 四、數(shù)字處理電路 （一） 概述（DPTVTM-3D 視頻信號處理系統(tǒng)框圖） （二）DPTVTM-3D 系統(tǒng)接口框圖 （三）功能描述 1、倍頻及變頻處理 2、圖文/字符顯示 3、14D 畫質提升 4、帶可編程序 D 梳狀濾波器解碼 （四）DPTVTM-3D 功能框圖 1、功能描述 （1）、NTSC/PAL/SECAM 電視解碼 NTSC/PAL/SECAM 電視解碼能夠將模擬電視信號轉換成數(shù)字形式。外部輸入信號通過模擬開關，選擇信號源經 AGL箝位放大后，轉換成數(shù)字信號，經可編程數(shù)字梳狀濾波將 Y/C 分離出來。彩色解碼電路利用數(shù)字梳狀濾波分離出 U、V 信號。 （2）、圖像捕捉接口（Captureport） 圖像捕捉電路由主畫面及畫中畫兩個相連的部分組成，主畫面接收模式擬信號由前置放大，模/數(shù)轉換后變成數(shù)字信號，經 3D 梳狀濾波， 解碼后取出 Y、U、V 信號，送到圖像縮放，進行歸一化處理。畫中畫支路接收數(shù)字信號經縮放、濾波、歸一化處理。因此，DPTV-3D 可支 持 1080i、480i、480p、720 及 SVGA 格式信號。 五、行場掃描處理電路 全電視信號送入數(shù)字板，經數(shù)字處理，分離出行場同步信號。經 IC2707（74HC157）與 VGA 行場同步信號進行切換，輸出信號一路送到微處理器用于字符定位，一路送到 IC1315（TDA9332），另外還有一路行同步信號送到會聚芯片 IC7107（CM0021）。行同步信號由 TDA9332（24）腳輸入，經第一相位環(huán)、第二相位環(huán)后由（8）腳輸出行激勵信號。此行激勵脈沖加到行推動管 Q501 柵極，經放大、整形，再經行推動變壓器 T501 耦合后送到行輸出管 Q551。IC1315（TDA9332）的（1）、（2）腳正反相場鋸齒波經 C401、C402、R473、C460、C2、R476、R454 加到場塊 IC451（LA7845）的（4）、（5）腳，經內部放大，由（2）腳輸出場鋸齒波電流送入場偏轉線圈。 六、會聚電路 整個會聚校正電路由數(shù)字會聚處理芯片 CM0021AF、6 通道 16 位 D/A 轉換器 CD0031AM、I/O 擴展口（CXA1875AM）、E2PROM 存儲器（24C64）、低通濾波器（084）、3.3V 四端穩(wěn)壓器 IC7180 及功率放大器 STR392-110（IC7001、IC7002）及外圍元件組成。 IC7107（CM0021AF）是整個會聚電路核心部件，內置粗調、細調會聚所需的各種波型發(fā)生器、動態(tài)聚焦及鋸齒波發(fā)生 D/A 轉換器、數(shù)字信號處理器、I2C 總線接口、水平、垂直控制電路、PWM 波形及時鐘控制電路。 （一）E2PROM 接口 通過使用 SCLM（7 腳）、SDAM（6 腳）、XWC（5 腳）端口可以外接一個 I2C 接口的串行 E2PROM 存儲器。SCLM、SDAM及 XWC 分別連接外部存儲器的 SCL 時鐘、SDA 數(shù)據(jù)及 WP 寫保護腳。XACKM（9 腳）、XBUSY（10 腳）端口指示 E2PROM接口的通信狀態(tài)。設置端口 XSTOP（8 腳）為低電平可使 E2PROM 接口通信停止，設置 X12RES 端口（11 腳）為低電平，可使 E2PROM 接口發(fā)送“RESET”命令給外部 E2PROM。 （二）微處理器接口 通過使用 SCLS（19 腳）、SDAS（18 腳）、端口可以在外部連結一個微處理器，端口 E0（35 腳）、端口 E1（38 腳）、端口 E²\u65288X49 腳）用來設置 N1 與外部微處理器通過 I2C 從機接口通信時的器件地址。 （三）控制信號 XRESET（14 腳）為內部復位端口，當為低電平時，可使內產模式控制寄存器恢復初始的值。XRAMCLR（13 腳）為內部會聚校正數(shù)據(jù) RAM 清除端口，當為低電平時，內部 RAM 數(shù)據(jù)將清為 0。XMUTE（12 腳）為中點輸出控制腳，當為低電平時，會聚校正及動態(tài)聚焦波形輸出的電壓約為 0V。 （四）同步信號 端口 HBLKIN（37 腳）、VBLKIN（30 腳）為水平垂直消隱脈沖輸入端，內部 PLL 電路使用這兩個基準脈沖信號產生內部操作所需的系統(tǒng)時鐘信號。 （五）PLL 鎖相環(huán) 內部由壓控振蕩器（VC0）可編程分頻器和相位比較器組成，PDOUT(48 腳)為相位比較誤差輸出端，外接環(huán)路低通濾波器，把相位誤差脈沖信號平滑后變?yōu)橹绷麟妷?，從振蕩頻率控制輸入端 VC0IN（47 腳）輸入，控制壓控振蕩器的振蕩頻率。 （六）會聚較正輸出 64、67、68、69、70、71 腳為會聚校正數(shù)據(jù)輸出端口，外接對應 D/A 轉換器 CD0031AM 端口 1、2、3、46、47、48 腳。 （七）動態(tài)聚焦校正輸出 AOUT2、90 腳為動態(tài)聚焦校正輸出。 （八）測試圖發(fā)生器 ROUT（39 腳）、GOUT（44 腳）、BOUT（51 腳）、YMOUT（55 腳）為內部測試信號輸出端口，送到 BA7603，在 BA7603內部與送來的字符信號相加后從 BA7603 的 3、5、6 腳輸出字符信號至掃描板 9332。 CXA1875：主要用于會聚調整時的功能控制，用于當前制式的檢測及會聚調整狀態(tài)進入的控制功能。 CD0031：主要是把 CM0021 送過來的串行會聚校正數(shù)據(jù)數(shù)字信號轉變成會聚校正所需的模擬信號。 IC7105、IC7106：主要是構成緩沖放大器及低通濾波器，對 CM0021 內部 DAC1 輸出的動態(tài)聚焦模擬階梯信號及 CD0031會聚校正模擬階梯信號進行緩沖及濾波輸出平滑的校正模擬信號。 （九）數(shù)字會聚工作原理： 在正常工作情況下，當接上電源后，CM0021 進行內部復位，然后 CX1875 根據(jù)電視當前的工作狀態(tài)對CM0021 進行初始化設置：主要包括 CM0021 內部控制寄存器的設定、外接 DA 接口特性設定、外接 E2PROM 存儲器特性設定，設置完成后，進入正常工作狀態(tài)，由 CM0021 從 24C64 指定地段讀入會聚校正數(shù)據(jù)到內部 RAM中，CM0021 內部 DSP 對這些數(shù)據(jù)處理后，從 D/A 轉換器接口輸出串行格式的校正數(shù)據(jù)，由外接的 D/A 轉換器進行 D/A 轉換（CD0031）輸出 6 通道模擬信號。該信號經低通濾波器濾波后輸出平滑的會聚校正模擬信號，然后進入功率放大器放大。 七、伴音處理電路 680HD 機芯采用 5.1 聲道伴音輸出，即 FL（左前置）、FR（右前置）、SL（左環(huán)繞）、SR（右環(huán)繞）、CT（中置）、SUB（重低音） 。其電路主要由 PT2323、PT2322 及 HM600-020 組成，其中，PT2323 作用是進行通道選擇及虛擬 5.1聲道的轉換，PT2322 是一個音效處理集成電路塊，HM600-020 則是一個大功率放大厚膜。當輸入的音頻信號是左右聲道時（如 TV、AV 的立體聲），PT2323 會將其轉換成虛擬 5.1 聲道輸出。當輸入信號是標準 5.1 聲道時，PT2323將不作處理，信號直通至 PT2322 作音效處理，之后進入大功率放大厚膜 HM600-020，驅動揚聲器輸出。 八、集成電路介紹 （一）、TDA9332 1、簡介 TDA933XH 系列是為高檔彩電設計的顯示處理器，飛利浦公司于 1998 年推向市場，其主要性能表征如下： 能適用于單掃描（50/60HZ），也適用于雙掃描（100/120HZ）； RGB 控制處理器有一個 YUV 輸入端，一個線性 RGB 輸入端并與快速消隱信號一起傳送，以適應 SCART 或VGA 適配器所傳送信號 的需要； 具有一個帶有快速消隱的單獨的 OSD/測試輸入端； 具有與制式無關的亮度信號的黑電平延伸功能； 內有色差信號可切換的矩陣； 具有“連續(xù)顯像管陰極校正”的 RGB 控制電路以及白點調整功能； 為了偏轉處理，內設有時鐘產生電路，用 12HZ 晶陣來實施同步，這類可編程偏轉處理器所產生驅動信號用于行、場偏轉和東―西校正，該電路設有各種性能適用于 16：9 寬頻顯像管； 具有兩個控制環(huán)的行同步電路，還有一個無需調整的行振蕩器； 具有行和場幾何失真處理的能力； 具有行和場變焦能力以適應 16：9 屏幕需要，還具有垂直卷摺功能； 行驅動脈沖能實施軟件啟動和軟件停止； 各種功能均可用 I2C 總線控制； 具有很低的功耗。 2、TDA9332 的內部功能運行 （1）、RGB 控制電路 A．輸入信號 TDA9332 的 RGB 控制電路有三種輸入信號，即 YUV 輸入信號：它直接由增強模塊或輸入處理器提供的信號，也就是主要傳輸?shù)男盘?，利?GAI 位，使亮度輸入信號靈敏度可在 0.45VPP和 1.0VBL-WH 間切換，U 與 V 信號正常輸入電壓為 1.33VPP和 1.05VPP，對比度、色飽和度和亮度均可控制這些輸入電壓。 第一組 RGB 輸入信號：主要用于外部 SCART 插座進入的 1fH信號和 VGA 接口進入的 2fH信號，其振幅典型值為0.7VPP，這類輸 入信號也受對比度、色飽和度和亮度的控制，為了避免當不同步的 RGB 信號提供給輸入端而引起的鉗位干擾時，輸入鉗位能方便地切換到 直流鉗位，當然需采用 DCT 位來實施。 第二組 RGB 輸入信號：通常指屏顯 OSD 和圖文電視送入的信號，要求這些信號的幅度為 0.7 VPP。藉助于混合功能或快速消隱來實施內部信號和 OSD 信號間的切換。這類信號僅受亮度控制，事實上從內部組成框圖中也已表明各類信號受控的情況。 各種信號源之間的切換，既可通過 I2C 總線也可通過快速內插開關來實現(xiàn)，而快速內插開關也要經過總線來執(zhí)行。 輸入電路還包括用于色差信號的可切換矩陣電路，適用于 PAL/NTSC 和 SECAM 制的彩色重演系統(tǒng)，對于 NTSC 制要選擇兩種不同的矩陣。 B．輸出放大器 在正常輸入信號和控制設定的情況下，輸出信號的振幅（從黑電平到白電平）約有 2V。對于 RGB 信道，藉助于三個獨立的增益設定來實施顯像管所謂的“白點設定”。目前發(fā)展一種“連續(xù)陰極校正”電路來取得顯像管精確偏置電壓，利用二點黑電平穩(wěn)定電路來實現(xiàn)這一功能。 對于每一個電子槍插入二個試驗電平使其與備有二個不同基準電流的合成陰極電流相比較，從而限制了顯像管參數(shù)不一致如電壓變動所帶來 的負面影響。 所謂 2 點穩(wěn)定概念是基于這一道理，即把陰極電流間之比直接與驅動電壓的比聯(lián)系起來。 反饋環(huán)使得陰流 IK1和 IK2之比等于基準電流之比，后者在內部是確定值，為此利用二個會聚環(huán)來改變黑電平和RGB 輸出信號的幅度以實 現(xiàn)上述目標。該系統(tǒng)運作按以下路徑進行，即驅動信號的黑電平控制電子槍的截止點，從而能得到一個極好的灰度跟蹤，黑電平調節(jié)的精度 恰巧取決于內部電流比，而在集成電路中這方面可做到相當精確。 2 點測量的另一個優(yōu)點是使 IK1和 IK2的識別出內部基準電流，利用 RGB 控制級的增益適配性來取得這一調節(jié)，這樣的控制穩(wěn)定了 RGB 輸 出級和陰極特性合成的全信道的增益。2 點穩(wěn)定性的一個重要性質是利用反饋環(huán)調節(jié)了 RGB 通路的偏移和增益。依靠測試脈沖間的關系， 設置基準電流以及三個信道的相對增益。對于陰極而言，其最大驅動電壓也是固定的，跟隨而來的顯像管的驅動電平不能依靠 RGB 輸出級 所適配的增益來調節(jié)。然而不同顯像管可能需要不同的驅動電平，利用 I2C 總線設定來調節(jié)典型“陰極驅動電平”。RGB 輸出級的典型增 益取決于所選擇的陰極驅動電平，考慮到 RGB 輸出驅動范圍，其值是能確定出來的。在兩個連續(xù)場中能實現(xiàn) 2 點穩(wěn)定店路“高”和“低” 電流的測量，在每一場中還要測量泄漏電流，其最大值應限制在 100μA。當電視機直接切換到暗電流穩(wěn)定電路工作和 RGB無輸出時，消隱 也很快被關閉，導致環(huán)路處于穩(wěn)定狀態(tài)，這樣保證切換時間降至最小，而恰巧也與顯像管的預熱時間有關。暗電流穩(wěn)定系統(tǒng)用來檢查 3 個 信道的輸出電平，并指示芯片的最低 RGB 輸出的黑電平是否在某一窗位（WBC位）或者在該窗位上下位（HBC 位），這種指示值可通過 I2C 總線讀出，并在電視機生產過程中自動調整 Vg2電壓。當暗電流環(huán)中產生一次過失時，也就開路等原因，則設定 BCF 狀態(tài)位，使顯像管信息被消隱以免傷害屏幕。 控制電路還包含一個束電流限制電路和一個白峰值限制電路，用 I2C 總線可調節(jié)白峰值電平。為了防止白峰值限制電路在視頻限制信號的 高頻端產生反作用，在峰值檢波器前插入一個低通濾波器。低通濾波器的電容使外接的，其值由所需時間常數(shù)來設定。電路還含有一個軟削 波器用以防止輸出信號變高時的高頻峰值，利用 I2C 總線以步進形式可調節(jié)白峰值限制電平和軟削波電平間的差異。 場消隱與輸入信號（50/100Hz 或 60/120Hz）的場頻應相適應，當場輸出級的逆程時間大于 60HZ 消隱時間時，應增加時間值使其達到 50HZ 消隱時間，這樣運作由 LBM 位來設定。當無視頻信號時可插入藍屏，該功能由 EBB 位來執(zhí)行。 （2）、同步和偏轉處理 A．行同步和驅動電路 從內部壓控振蕩器 VCO 可取得行驅動信號，VCO 的運行頻率為 13.75MHZ，它是 15625HZ 行品德 880 次倍頻。該振蕩器的頻率穩(wěn)定性取決于外界陶瓷晶體諧振器（12MHZ）用作基準來完成的。當然也可從 TDA9332 外部提供基準信號，在此情況下，當然不必外接晶體。利用 PLL 電路使內部 VCO 同步于輸入的行 HD脈沖，該脈沖來自輸入處理器或圖像增強模塊，用切換腳來實現(xiàn)行驅動信號（1fH或 2fH）的頻率選擇。把該腳接地或空位。為了安全起見，1fH或 2fH間切換盡可能在芯片待機狀態(tài)下進行。 對于 TDA9331H 和 TDA9332H 也會設定“多同步”模的行 PLL。在此條件下電路檢測出進入同步脈沖的頻率，并對應調節(jié) VCO 的中心頻率。該模式的頻率范圍在輸出端是（30-50）KHZ。 利用第二個控制環(huán)來產生行驅動信號，并使其與具備有逆程脈沖的內部 VCO 來的基準信號的相位進行對比，而環(huán)的時間常數(shù)是內定的。 TDA933XH 有一個動態(tài)行相移校正輸入，用以補償電子束電流改變引起的相位偏移。此外通過第二環(huán)來實現(xiàn)行偏移設置，并由 I2C 總線來實 施調節(jié)。在三個連續(xù)行周期內，若無行逆程脈沖被檢測到，則必須設定 NHF 狀態(tài)位（即輸出狀態(tài)字節(jié) D1-D3）。 經過所謂的軟啟動/軟停止程序，接通行驅動信號，該功能藉助于行驅動脈沖寬度改變來實現(xiàn)。對于無泄放電阻的 EHT 振蕩器， TDA9332H 用 FBC 來設定“固定電子束電流模式”，在此情況下，顯像管電流約有 1mA 的泄放電流，用暗電流反饋環(huán)來控制泄放電流的大小，若要加大泄放電流，不妨外加分路電路。當選擇固定電子束電流時，有可能在斷開其間出現(xiàn)黑屏，這種模式用 OSO 位來實現(xiàn)。 本芯片還有一個附加功能，即低功率啟動功能，當電源電壓 5V 加到啟動腳 22 時，該模式開始工作，并耗電約3mA（典型值），在此條件下，行驅動信號的正常的 TOFF（休止期）和 TON（脈沖期），很快從 0 升到 30%正常值，其工作行頻約為 50KHZ（2fH）或 25KHZ（1fH），而輸出信號保持不變，甚至主電源接通并接收到 I2C 總線數(shù)據(jù)后，方使行驅動頻率按軟件啟動程序逐漸改變到正常頻率和占空比。當待機位（STB0、STB1）改變時，本芯片僅能接通并切換到待機狀態(tài)。若僅有一個位改變極性則電路不發(fā)生反應。TDA9332H 有一個通用總線來控制 DAC 輸出，其分辨率為 6位，輸出電壓變動范圍為 0.2V~4V。在 TDA9331H 中其輸出端直流電平正比于行頻（僅用于 VGA 模），該電壓能用以控制行偏轉級電源電壓，以保證在較高行頻時圖像寬度保持不變。 B．場偏轉和幾何校正控制 藉助于場分頻器來產生驅動信號，提供給場和東西校正偏轉電路，而時鐘信號由行振蕩器提供。而輸入處理器和圖像增強模塊提供的 VD脈 沖使其與分頻器同步。而場的斜行波發(fā)生器需要外接電阻和電容，必須注意這些元件允許的容差必須很小。在正常模式中，場偏轉必須運行 于恒定斜率，并使其振幅與輸入信號的頻率能適應（50/60Hz或 100/120Hz）。 當 TDA933XH 切換到 VGA 模式時，場掃描幅度應是穩(wěn)定的，并于輸入場頻無關。在該模式下，東西校正（E-W）驅動振幅正比于行頻，所以屏幕上校正是不受影響的。 利用差分輸出電流來實現(xiàn)場驅動，輸出采用直流耦合加到場輸出級（如 TA8354），通過 I2C 總線來調整場的幾何參量，以下列出可控參量的項目。 場幅、S 型校正； 場斜率； 場位移：僅用于補償輸出級或顯像管的偏差； 場變焦：即場放大； 場卷?。寒攬鰭呙钄U展是在垂直方向圖像的偏移； 場等待：為場掃描開始而設置一個可調延時。 在下述條件下，場等待是有效的。 1、 在 1fHTV 模中，場掃描起始是固定的，并且與場等待一起不能調節(jié)； 2、 在 2fHTV 模中，場掃描起始與總線的垂直掃描基準 VSR 位的數(shù)值有關，若 VSR=0，場掃描起始值對應于輸入 VD脈沖的下沿，若 VSR=1，則對應于輸入 VD脈沖的上沿，在上述兩種場合下，場掃描起始值與場等待設定一起均可調整。 3、 多同步模：即 TDA9331H 和 TDA9332H 工作在 1fH模和 2fH模時，場掃描的起始值對應于輸入 VD脈沖的上升邊，并與場等待設定 一起均可調整。 有關場等待的最小值是 8 行周期，若設定低于 8 行周期，則它只保留 8 行周期。 E-W 驅動電路有一個單終端輸出，下述東西（E-W）幾何參量是可以調整； 由于變焦功能，行寬有一定增長區(qū)域可調整； 東西拋物波與其寬度可調整； 東西四角拋物波校正； 東西梯形的校正 本芯片有一個 EHT 補償輸入信號，用以控制場輸出和 E-W 輸出信號，通過 I2C 總線能調節(jié)兩種功能的相對控制效應。其中場校正靈敏度 是固定的，而 E-W 校正是可變的。 3、應用電路和主要技術參數(shù) （1）TDA9332H 主要技術參量 （二）、STR-F6656 開關電源 1、引言 混合型電源 IC STR-F6656 系列是日本Sanken 電氣公司的近年產品。它內含 MOSFET及控制 IC 部分，是專門為反激型變換器設計 的，特適用于彩色電視機開關電源。 該混合 IC 可工作于準諧振方式以及脈沖占空比控制(PRC――PulseRatioControl)方式。它具有常規(guī)第二代 SMPSIC 的特點，即采用 次級輸出采樣及光耦反饋穩(wěn)壓、準諧振、高效率、寬輸入范圍、良好的輸入電壓調整率和負載輸出特性，還有過流、過壓及熱保護等。相對于同類型的其它廠家 IC，它多了一個熱保護以及開關電噪聲較小，可簡化或甚至取消浪涌吸收電路。 本文介紹該系列 IC 的工作原理，在此基礎上描述怎樣利用它設計制造一臺大屏幕彩色電視機開關電源。文中給出樣機電源電路，變壓 器設計以及實驗結果。實驗表明，該電源完全符合電視機電氣要求，它外圍元件少，設計容易，穩(wěn)定度高。在高溫、低溫、EMI、短路和開 路等環(huán)境和安全實驗中均符合國家標準，是一個不可多得的簡單和高效能的電視機實用開關電源。 2 、混合型開關電源控制器 STR-F6656 系列原理和特性簡介 圖 1 給出了 STR-F6656 系列的原理方框圖。這是一個有一個引出腳的塑料封裝 IC，其每腳功能簡述見表 1。 當 AC 電源在 t0 加入時，由圖 2 可知，在半個周期內，A 點對地峰值電壓 VA≈Vd（整流電壓），VA 經過 R803、R804 向 C808 充電，使 IC 腳④上電壓 Vin近似線性上升（見圖 3）。當 Vin 上升到閾值電壓 Vin(ON)=16V 時，IC 內的控制電路開始起動，Vin 端口上的輸入電流 Iin 由 100μA 突升到 30mA，電容 C808 來不及供電而使 Vin 下降。如果此時由驅動繞組 D1 所提供的 DC 電壓足夠的話，Vin 將不致于掉到仃振閾值 11V 以下，則 IC 繼續(xù)工作起動成功。 驅動繞組 D1 的圈數(shù)須保證經整流后在 C808 上電壓超過 11V，同時又要低于20.5V。因為 Vin 大于 20.5V 則過壓保護電路起作用，Vin 小于 10V 時則欠壓保護電路起作用。一般 Vin 取 18V 是較合適的。 關于 R803、R804 及 C808 的選值要適當。R803、R804、C808 太大均會使 IC起動時間 t1―t0 延長。但 C808 亦不能過小，否則在驅動繞組電壓到來之前它已不能維持 IC 動作，這樣就不能順利起動。一般對寬電源(90～270)VAC 電壓 C808 取(47～100)μF，R803、R804 取 30kΩ~47kΩ是合適的，對窄電源（200VAC），R803+R804可取 75k～150k。在本例子中，當 R803+R804=78kΩ，C808=47μF，輸入電壓為 90V 時，其開機起動時間為 1.3μs 左右。 2.2 內 部 振 蕩 器 ， 穩(wěn) 壓 原 理 和 過 流 保 護 （1）內部振蕩器 IC 內部振蕩器是通過對 C1 的充放電而形成振蕩脈沖的，放電時間常數(shù) C1R1(≈50μs)決定了 MOSFET 的關斷時間。在 PRC 運用模式中，穩(wěn)壓是由固定 toff 而變化 ton 來達 到的。圖 4 示出了當沒有穩(wěn)壓控制信號輸入時，內部振蕩器的工作波形。由圖 5 波形可見，當 MOSFET 導通時，電容 C1 被充電到 6.5V 。同時漏極電流 ID 逐步上升，在R5 上形成一鋸齒形狀電壓VR5。VR5 通過 R4 后幾乎無損 失 地 加 到 IC 的 ① 腳 如圖 5 所示，為了控制輸出，光耦合器的誤差信號輸出電流在 R4 上形成電壓降 VR4 串接在 VR5 上，從而使輸入到①腳的電壓 V1 波形 部分受到 VR4 的控制，使比較器 1 提前或拖后反相，以改變 MOSFET 的 ton 從而改變次級輸出電壓，達到穩(wěn)壓的目的。這屬于電流控制 方式。一般說來，在電流控制方式中，輕載時 VR4 會升高，有可能使 MOSFET 導通時的浪涌電流所引起的噪聲對比較器 1 帶來誤觸發(fā)。為 了解決這個問題，在 MOSFET 關斷期間插入一個有源低通濾波器，它是由 C5 和一個 1.35mA 恒流源組成，旁接于①腳和地之間。在 MOSFET 導通之前，該濾波器分流了從光耦輸出的約一半電流量，因而使 VR4 直流偏置量有效降低，防止了導通浪涌電流的疊加而引起的誤 觸發(fā)，此外 C5 的存在也加大了對噪聲的吸收旁路作用。 應該指出的是，現(xiàn)在 ton 的控制是通過改變 VR4 的直流電壓達到（見圖 6），這與過去傳統(tǒng)方法不同，過去的 STR-S6700和 STR-M6800 系列是靠改變充電電壓的斜率而達到改變 ton 的。 （3）過流保護 這是一個脈沖連著脈沖的過流檢測電路。由圖 5 中的波形可見，比較器 1 起著過流保護作用。只要正比于 Id 的電壓V1 峰值超過限值 0.73V 時，就會強迫振蕩器輸出反相，使 MOSFET 關斷，ton 變小，達到了限制輸出電流和輸出功率的目的。 2.3 準諧振運用 上面討論了純光耦反饋電路的 PRC 工作情況，實際的應用電路應包括從變壓器驅動繞組 D1 來的反饋支路（它包括 D821，R836，C829，D820 等元器件），由于這個支路的存在，使得 V1 在 MOSFET 關斷期間含有與 VDS 成比例的電壓成份，它叫準諧振信號（見圖 7）。根據(jù)準諧振信號的電平大小可決定該電源是工作在 PRC 方式還是準諧振方式。 在 MOSFET 關斷期間如果準諧振信號 V1 處在 0.73V 與 1.45V 之間，則比較器 1 起作用使電源進入 PRC 方式；如果準諧振信號 V1 超過 1.45V（V1 最大值為 6.0V），則比較器 2 起作用使 toff 降為 1.5μs(min)左右，但現(xiàn)時功率管的關斷時間不取決于此值，而是比它大得多。事實上只要 V1 保持大于 0.73V，則 MOSFET 仍然維持關斷，什么時候開始轉導通，則由準諧振方式決定。準諧振方式就是使 MOSFET 在 VDS 的諧振周期的半周處導通，這樣可保證較低的開關電應力和減少開關損耗，為達此目的，需要滿足以下二條件： （1）在漏極和地之間要有一個合適的電容 C815、C813 存在，由它與初級電感構成 LC 諧振回路，以便形成漏―源極之間電壓 VDS 的諧振波形； （2）柵極驅動中要有合適的延遲以保證當準諧振信號 V1 下降到 0.73V 以下，MOSFET 開始導通時恰好對應于 VDS 波形的最低處。 2.4 驅動電路，鎖定觸發(fā)器，熱保護和過壓保護 （1）驅動電路 驅動電路如圖 8 所示。 這是恒壓驅動電路，它利用穩(wěn)壓二極管 ZD1(8.6V)來保護恒定的驅動信號幅度。當驅動信號為正脈沖時，Q1 導通，通過電阻 RG1＋RG2 對 MOSFET 激勵使之成為軟開關。當輸入信號為零電平時，Q1 截止，Q2 導通，MOSFET 柵極電荷將經過一個較小的電阻 RG1 而迅速放電。穩(wěn)壓二極管 ZD1 的作用是保護 MOSFET 在截止時不致于被上沖的 VDS(500V～600V)通過 D―G 極間電容耦合到柵極而將管子損壞。 （2）鎖定觸發(fā)器 Latch 當電路發(fā)生過壓或過熱時，芯片內有關電路會將鎖定觸發(fā)器置 ON，使④腳上電壓 Vin 在 10V～16V 之間來回擺動。IC 間歇性地工作，阻 止了電流和電壓不正常的升高，直到 Vin 低于 6.5V 時，電路完全不起振。此時若要電源再起動，需要關機后再開機才行。 （3）熱保護電路 當混合型 IC 的外殼溫度超過 140℃時，控制 IC 中的熱保護電路就會起動鎖定觸發(fā)器置 ON，由于MOSFET 與控制 IC 裝 在同一塊基板上。所以熱保護同樣包括 MOSFET。 （4）過壓保護電路 當 Vin 超過 22.0V 時，過壓保護電路能起動觸發(fā)鎖定器。使 Vin 在 10V～16V 之間來回擺動最后會降到 6.5V 以下，電源完全停止工作 ，此時要關機后再開機才能重新起動。 過壓保護電路同時可以防止次級輸出電壓 VO1 過高。例如當控制電路開路或其它原因引起 VO1 大大升高時，通過變壓器耦合，驅動繞組的 感應電壓相應也會升高，從而使 Vin 升高。當 Vin 超過 22V 時過壓保護同樣起作用。限制了 VO1 的再升高，此時的 VO1 為 VO1(OVP)= [Vo1(正常值）/Vin(正常值]×22.5 例如設 VO1(正常值)=130V，Vin(正常值)=18V，利用上式即可算出 VO1(OVP)=162.5V，這表示當故障發(fā)生時由于過壓保護起作用，VO1 最高不會超過此值。 實驗表明，該電源開關噪音干擾較小，無須加入特別的抗干擾措施，便輕易地通過 EMC 測試。但在穩(wěn)態(tài)的 STANDBY狀態(tài)，其輸入功耗稍 大些，通過調整 ND2，以及加入光耦 IC809 使電源在 STANDBY時工作在間歇脈沖狀態(tài)，從而減少了輸入功耗。最后得出如下實驗結果： 輸入電壓 VMAINS：(90～264)V 輸出電壓 VO1：139V 輸入電壓調整率：當 VMAINS=90V～264V 時，VO1=139V±0.2V 負載變化調整率：當 IO1=0.3A～0.6A 時，VO1=139V±0.3V STANDBY 輸入功耗（230V 時）：12W AC/DC 轉換效率η=85％ 開關頻率范圍：30kHz～110kHz OCP/FB 端口。當①腳電壓 V1 達到閾值 Vth1≈0.73V 時，比較器 1 開始動作，它使振蕩器輸出反相，并通過驅動級將 MOSFET 關斷。此 后 C1 通過電阻 R1 放電，C1 兩端電壓按恒定的放電時間常數(shù) C1R1 線性下降。當它降到 3.7V 左右時，振蕩器輸出再次反相，使 MOSFET 重新導通，C1 電壓再次跳升到 6.5V。如此不斷重復上述過程。 由上述可知，MOSFET 的導通持續(xù)時間 ton 是由 VR5 的上升斜率決定的，而 toff 在 PRC 模式中則由 C1R1 決定。 （2）穩(wěn)壓原理 如圖 5 所示，為了控制輸出，光耦合器的誤差信號輸出電流在 R4 上形成電壓降 VR4 串接在 VR5 上，從而使輸入到①腳的電壓 V1 波形部分受到 VR4 的控制，使比較器 1 提前或拖后反相，以改變 MOSFET 的 ton 從而改變次級輸出電壓，達到穩(wěn)壓的目的。這屬于電流控制方式。一般說來，在電流控制方式中，輕載時 VR4 會升高，有可能使 MOSFET 導通時的浪涌電流所引起的噪聲對比較器 1 帶來誤觸發(fā)。為了解決這個問題，在 MOSFET 關斷期間插入一個有源低通濾波器，它是由 C5 和一個 1.35mA 恒流源組成，旁接于①腳和地之間。在 OSFET 導通之前，該濾波器分流了從光耦輸出的約一半電流量，因而使 VR4 直流偏置量有效降低，防止了導通浪涌電流的疊加而引起的誤觸發(fā)，此外 C5 的存在也加大了對噪聲的吸收旁路作用。 應該指出的是，現(xiàn)在 ton 的控制是通過改變 VR4 的直流電壓達到（見圖 6），這與過去傳統(tǒng)方法不同，過去的 STR-S6700和 STR-M6800 系列是靠改變充電電壓的斜率而達到改變 ton 的。 （3）過流保護 這是一個脈沖連著脈沖的過流檢測電路。由圖 5 中的波形可見，比較器 1 起著過流保護作用。只要正比于 Id 的電壓V1 峰值超過限值 0.73V 時，就會強迫振蕩器輸出反相，使 MOSFET 關斷，ton 變小，達到了限制輸出電流和輸出功率的目的。 2.3 準諧振運用 上面討論了純光耦反饋電路的 PRC 工作情況，實際的應用電路應包括從變壓器驅動繞組 D1 來的反饋支路（它包括 D821，R836，C829，D820 等元器件），由于這個支路的存在，使得 V1 在 MOSFET 關斷期間含有與 VDS 成比例的電壓成份，它叫準諧振信號（見圖 7）。根據(jù)準諧振信號的電平大小可決定該電源是工作在 PRC 方式還是準諧振方式。 在 MOSFET 關斷期間如果準諧振信號 V1 處在 0.73V 與 1.45V 之間，則比較器 1 起作用使電源進入 PRC 方式；如果準諧振信號 V1 超過 1.45V（V1 最大值為 6.0V），則比較器 2 起作用使 toff 降為 1.5μs(min)左右，但現(xiàn)時功率管的關斷時間不取決于此值，而是比它大得多。事實上只要 V1 保持大于 0.73V，則 MOSFET 仍然維持關斷，什么時候開始轉導通，則由準諧振方式決定。準諧振方式就是使MOSFET 在 VDS 的諧振周期的半周處導通，這樣可保證較低的開關電應力和減少開關損耗，為達此目的，需要滿足以下二條件： （1）在漏極和地之間要有一個合適的電容 C815、C813 存在，由它與初級電感構成 LC 諧振回路，以便形成漏―源極之間電壓 VDS 的諧振波形； （2）柵極驅動中要有合適的延遲以保證當準諧振信號 V1 下降到 0.73V 以下，MOSFET 開始導通時恰好對應于 VDS 波形的最低處。 2.4 驅動電路，鎖定觸發(fā)器，熱保護和過壓保護。 （1）驅動電路 驅動電路如圖 8 所示。 這是恒壓驅動電路，它利用穩(wěn)壓二極管 ZD1(8.6V)來保護恒定的驅動信號幅度。當驅動信號為正脈沖時，Q1 導通，通過電阻 RG1＋RG2 對 MOSFET 激勵使之成為軟開關。當輸入信號為零電平時，Q1 截止，Q2 導通，MOSFET 柵極電荷將經過一個較小的電阻 RG1 而迅速放電。穩(wěn)壓二極管 ZD1 的作用是保護 MOSFET 在截止時不致于被上沖的 VDS(500V～600V)通過 D―G 極間電容耦合到柵極而將管子損壞。 （2）鎖定觸發(fā)器 Latch 當電路發(fā)生過壓或過熱時，芯片內有關電路會將鎖定觸發(fā)器置 ON，使④腳上電壓 Vin 在 10V～16V 之間來回擺動。IC 間歇性地工作，阻止了電流和電壓不正常的升高，直到 Vin 低于 6.5V 時，電路完全不起振。此時若要電源再起動，需要關機后再開機才行。 （3）熱保護電路 當混合型 IC 的外殼溫度超過 140℃時，控制 IC 中的熱保護電路就會起動鎖定觸發(fā)器置 ON，由于MOSFET 與控制 IC 裝在同一塊基板上。所以熱保護同樣包括 MOSFET。 （4）過壓保護電路 當 Vin 超過 22.0V 時，過壓保護電路能起動觸發(fā)鎖定器。使 Vin 在 10V～16V 之間來回擺動最后會降到 6.5V 以下，電源完全停止工作，此時要關機后再開機才能重新起動。 過壓保護電路同時可以防止次級輸出電壓 VO1 過高。例如當控制電路開路或其它原因引起 VO1 大大升高時，通過變壓器耦合，驅動繞組的感應電壓相應也會升高，從而使 Vin 升高。當 Vin 超過 22V 時過壓保護同樣起作用。限制了 VO1 的再升高，此時的 VO1 為 VO1(OVP)=[Vo1(正常值）/Vin(正常值]×22.5例如設 VO1(正常值)=130V，Vin(正常值)=18V，利用上式即可算出 VO1(OVP)=162.5V，這表示當故障發(fā)生時由于過壓保護起作用，VO1 最高不會超過此值。實驗表明，該電源開關噪音干擾較小，無須加入特別的抗干擾措施，便輕易地通過 EMC 測試。但在穩(wěn)態(tài)的 STANDBY狀態(tài)，其輸入功耗稍大些，通過調整 ND2，以及加入光耦 IC809 使電源在 STANDBY 時工作在間歇脈沖狀態(tài)，從而減少了輸入功耗。最后得出如下實驗結果： 輸入電壓 VMAINS：(90～264)V 輸出電壓 VO1：139V 輸入電壓調整率：當 VMAINS=90V～264V 時，VO1=139V±0.2V 負載變化調整率：當 IO1=0.3A～0.6A 時，VO1=139V±0.3V STANDBY 輸入功耗（230V 時）：12W AC/DC 轉換效率η=85％ 開關頻率范圍：30kHz～110kHz |
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